采用Mini-SPM設計高壓側柵極驅動電路

　引言
　　Mini-SPM系列產品,為低功率 (100W ~ 2.2kW) 電機驅動電路提供高效率、高可靠性和設計簡便的方案。Mini-SPM采用內置高壓驅動IC (HVIC) 作為柵極驅動電路，使設計更簡單緊湊，從而大幅降低整個系統(tǒng)的成本并提高可靠性，并且更為系統(tǒng)設計人員帶來極佳的高壓側柵極電路設計靈活性。本文著重討論Mini-SPM采用的高壓側柵極驅動電路的特點和優(yōu)點。設計中采用外接柵極電阻優(yōu)化開關損耗和開關噪聲之間的權衡，降低可能引起HVIC誤操作的電壓應力。本文中的討論在通常情況下適用于所有IGBT驅動IC種類。

　　飛兆半導體已開發(fā)出Mini-SPM的最新版本，其額定功率為600V×(3~30)A。圖1和圖2所示分別為此種Mini-SPM的外觀和內部功能塊圖。由于Mini-SPM具有低成本、高效率、高可靠性和設計簡單的優(yōu)點，因此廣泛應用于空調、洗衣機、冰箱和其它工業(yè)應用中。

　　Mini-SPM最突出的特點之一是給予最終用戶很大的設計靈活性，能夠大幅提高系統(tǒng)的整體性能。Mini-SPM采用3個獨立N極接線端子結構，有助用戶方便、高效地檢測各相的負載電流，從而實現(xiàn)高效率、低成本電機驅動算法。高壓側外接柵極電阻能讓設計人員調節(jié)Mini-SPM的開關速度，此舉有助于優(yōu)化開關損耗和開關噪聲，并且降低電壓應力(可能在極端條件下引起HVIC閉鎖)。
　　本文著重介紹終端用戶可以通過這類產品具備的一些優(yōu)點，以及在設計高壓側柵極電阻時應考慮的問題。當然，除Mini-SPM外，這些討論也適用于一般的逆變器應用。

　　采用HVIC柵極驅動電路的阻抗元件
　　圖3所示為采用HVIC的柵極驅動電路及其外圍電路。這包括了一個外部電路，用來給Mini-SPM的內置HVIC提供自舉電壓。Mini-SPM具有內置柵極電阻 (R_G)，并可在高壓側柵極驅動電路添加額外的阻抗。在HVIC和高壓側IGBT發(fā)射極之間外接阻抗元件，設計人員可以調節(jié)高壓側的開關耗損和開關噪聲。

　　圖4給出了不同類型的阻抗元件組合。最終用戶可選擇其一來控制IGBT開/關速度。類型A（電阻標記為R_E(H)）因具有實用的功能而得到最廣泛應用。至于其它類型，也會得到類型A的效果，但本文主要討論類型A。

　　R_E(H)的設計和特征
　　基本上，選擇R_E(H)時要考慮兩個因素。首先，最終用戶要考慮開關損耗與開關噪聲 (即dv/dt) 間的權衡，因為R_E(H)會影響高壓側IGBT的開關功能。其次，要避免HVIC在極端條件下的誤操作，因為如有負壓加在Vs端，會導致HVIC閉鎖。

　　A. 開關損耗與開關噪聲之間的權衡
　　高速開關動作會通過系統(tǒng)接地、電機和輸出電纜之間的耦合寄生電容 (Cparasitic) 產生噪聲電流 (inoise)。  

 (1)
　　一般來說，IGBT導通時的dv/dt (即二極管的關斷dv/dt) 是EMI噪聲的主要致因。
　　設計柵極驅動電路需要達到兩個不同的目標：降低IGBT開關損耗和EMI噪聲。與采用固定柵極驅動電路的一般功率模塊不同，Mini-SPM支持外接柵極電阻，能夠成功實現(xiàn)這兩個目標。

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　　R_E(H)與內部R_G一起充當IGBT運行時的柵極電阻。R_E(H)越大，開關速度便越慢。當然，開關速度的放慢會在降低噪聲的同時增加開關損耗。不過，與內部RG不同，很小的R_E(H)便足以降低dv/dt，而且導通時的di/dt也只有微小的增加。這正是R_E(H)的主要效用。
　　如圖5所示，在t1區(qū)域，R_E(H) 的作用只是高壓側柵極驅動電路的柵極電阻。只要它遠小于RG，就不會影響導通di/dt，但卻可控制dv/dt使其遠小于di/dt。在t3區(qū)域，HVIC的寄生電容通過R_E(H)充電，在R_E(H)上產生壓降。VGE的降低使導通dv/dt減慢。圖6給出了采用這種新型柵極驅動技術來控制導通dv/dt的實驗結果。實驗中，RE(H)增加到最大值，因為它似乎能在小于1kV/ms的限度內產生足夠的dv/dt水平。由于降低導通電流會在IGBT導通開啟時產生較高的dv/dt，實驗中的導通電流設為1A。盡管RE(H)增加了，di/dt仍保持不變。不過，dv/dt 卻顯著下降。

　　圖7所示為開關dv/dt的定義。圖8表示開關損耗和開關dv/dt隨R_E(H)的變化關系。當R_E(H)增加，開關損耗也稍微增加，而dv/dt則顯著下降。

　　B. 負壓VS和VBS過壓
　　HVIC的閉鎖主要由VS上出現(xiàn)負壓或VBS出現(xiàn)過壓而引起，這種負壓和過壓是開關電流過量所致。當負載通過小電感對地短路，就會在線路上產生大電流。當高壓側IGBT關閉以切斷該短路電流時，二極管電流IF開始流經Rsh、DF和雜散電感 (見圖9(a))。由于IF di/dt 增加，過大電壓的VF會出現(xiàn)。過大的VF使VS變?yōu)樨搲?，同時使VBS出現(xiàn)尖峰，這就可能導致HVIC出現(xiàn)誤操作，進而損壞HVIC和IGBT。
　　不過，采用R_E(H)就可通過降低電壓應力，從而防止HVIC閉鎖。圖9 (b) ~ (d) 給出了負載通過一根20cm長電纜對地短路時的實驗波形。當IGBT在R_E(H)=0時關斷，施加在VS上的電壓為 -60V，施加在VBS上的尖峰脈沖為34V，寬度為200毫微秒。這些沖擊都超過了HVIC的技術指標，因而危及其穩(wěn)定性。當RE(H)越大，對HVIC的電壓應力的沖擊越小。

　　設計考慮
　　A.  RBS的選擇
　　圖10所示為自舉電容在充電初始階段中電流的路徑。當R_E(H)的壓降大于高壓側IGBT的電壓閾值時，高壓側IGBT將被置為“導通”狀態(tài)，并導致開關臂短路 (arm short)。因此，R_E(H)的電壓 (見公式 (2)) 應當?shù)陀贗GBT的電壓閾值。
                ( 2)
　　對于Mini-SPM，我們建議其RBS應比R_E(H)大兩倍，這樣，即使在最壞的情況下 (如IGBT電壓閾值小和VCC高的情況)，也能限制R_E(H)上的壓降。

　　B. RE(H)的額定功率
　　在選擇R_E(H)的額定功率時，要充分考慮高壓側IGBT柵極的充電和放電情況。建議采用的R_E(H)額定功率為0.5W。

　　C. RE(H)的上限
　　當?shù)蛪簜菼GBT導通時，高壓側IGBT集電極和發(fā)射極之間的dv/dt將增加。由于dv/dt的這種變化，CCG感應出的電流ICG會流經RG和R_E(H) 。如果VGE大于高壓側IGBT的電壓閾值，高壓側IGBT便會發(fā)生瞬間導通。為了防止這種故障出現(xiàn)，應對RE(H)設置上限。而對于Mini-SPM，RE(H)的限制為低于30Ω。在R_E(H)=100Ω時，IC反向恢復電流有所不同，這種異常電流是由于高壓側IGBT的瞬間導通而產生。

　　結論
　　本文討論了如何使用Mini-SPM設計高壓側柵極驅動電路，并著重討論采用外接柵極電阻來優(yōu)化開關損耗和噪聲之間的權衡，以及降低HVIC電壓應力。本文的討論在一般情況下適用于所有IGBT驅動IC。