電流源設(shè)計(jì)小Tips(一):如何選擇合適的運(yùn)放(2)

此時(shí)，運(yùn)放輸出端電壓基本控制在0.6—0.9V之間，即使TL061也可達(dá)到0.016%，OP07更可達(dá)到0.0001%。

如果將運(yùn)放電源VCC與連接負(fù)載的電源VP分開(kāi)，連接負(fù)載的電源VP為24V，電流源的輸出電壓便可達(dá)到20V以上。

可是，三極管的電流增益畢竟是有限的，即使是達(dá)林頓組態(tài)也不過(guò)1000，超beta管(通常用在雙極運(yùn)放輸入端)最大也不過(guò)10000，IB總會(huì)出現(xiàn)，而且IB通過(guò)Rsample流入地，造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。

NS有個(gè)電路避免了這個(gè)問(wèn)題，使用JFET與NPN構(gòu)成一個(gè)無(wú)需電流驅(qū)動(dòng)的達(dá)林頓組態(tài)。

圖13

然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不貴，還可減少一種庫(kù)存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。

圖14

MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅(qū)動(dòng)，因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略，ID=IS，一個(gè)近乎完美的鏡像。

10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，選用100W的IRF530也是明智的，而且為擴(kuò)充輸出功率提供了潛力。

本次增加成本：

IRF530 1只 單價(jià)3.00元，合計(jì)3.00元

合計(jì)成本：6.20元

如何選擇合適的運(yùn)放：

選擇運(yùn)放依據(jù)需求，每一種運(yùn)放都有適合的用途，而非通用。

電流源的需求：

1. Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒溫正常工作狀態(tài)下，誤差源Vin+-Vin-應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

2. 溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會(huì)要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c==15-35C，因此在+/-10C范圍內(nèi)VOS變化應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

3. 穩(wěn)定電流輸出，不考慮脈沖性能，即可適當(dāng)放寬階躍響應(yīng)要求。

4. 低噪聲。

5. 價(jià)格越低越好。

這是工程上考慮問(wèn)題的思路，范圍由寬至窄逐級(jí)選擇：

1. 之前的負(fù)載調(diào)整率的計(jì)算表明，Aopen越大，Vin+-Vin-越小，很高的Aopen是精密運(yùn)放的典型特征，通常Aopen》120dB=1000000，可用的運(yùn)放為：

OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。

常見(jiàn)的運(yùn)放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運(yùn)放，暫不使用。

2. 精密運(yùn)放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以O(shè)P07為例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C變化+/-16uV，滿足需求。

一定會(huì)問(wèn)：為什么不用VOS/dT典型值計(jì)算(即使LM324也很小)，而用最大值?

圖15

工程設(shè)計(jì)原則而言是冗余量，做工程必須留足冗余量，不留冗余量的通常是學(xué)校作品和新手作品，做工程不能賭博，要盡量考慮到最壞情況，冗余量恰好就是最大值。

理論上的解釋?zhuān)琕OS/dT的測(cè)量電路與實(shí)際應(yīng)用電路不同，因此典型值只能作為參考，而非標(biāo)準(zhǔn)。選擇運(yùn)放時(shí)一定要看指標(biāo)的最寬泛范圍。實(shí)際上最大值也只能作為參考，但由于沒(méi)有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持(事實(shí)上不可操作)，只能用最大值做計(jì)算依據(jù)。

OP07家族都沒(méi)有什么問(wèn)題，高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn)，就像電阻的高準(zhǔn)確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。

OP07家族的單運(yùn)放還有一個(gè)額外的好處，可以調(diào)零。

3. 不考慮階躍響應(yīng)上升沿質(zhì)量時(shí)，無(wú)需運(yùn)放在高頻率的增益很大，對(duì)于穩(wěn)定源，運(yùn)放GBW大致1MHz上下即可。運(yùn)放后面的IRF530也非高頻率器件，因此選擇GBW很大的運(yùn)放很浪費(fèi)，而且將來(lái)的頻率補(bǔ)償會(huì)相當(dāng)麻煩。當(dāng)然，如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)(很多半導(dǎo)體測(cè)量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式)，可相應(yīng)更換運(yùn)放和MOSFET。

OP07家族里的OP27/37都是寬帶的，暫不考慮。(指標(biāo)過(guò)高，很好很好的運(yùn)放，OP37簡(jiǎn)直是曠世杰作)

OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運(yùn)放。

4. OP07家族噪聲足夠低。

5. 這個(gè)問(wèn)題總是很棘手，但OP07很合適，物美價(jià)廉嘛。177也很好，不太貴，OPA277比較貴，但VOS/dT很低，留作備選。

還有一種精密運(yùn)放例如icl7650，斬波穩(wěn)零，原文是chopper amp。

有一些噪聲，但不大，更好的chopper amp會(huì)通過(guò)采樣把低頻噪聲量化為高頻，很容易濾除。

Aopen很高》140dB，電源范圍略小，+/-8V，既然電流源架構(gòu)并不要求運(yùn)放輸出動(dòng)態(tài)，也可。

最主要的VOS/dT理論上為0，實(shí)際上是長(zhǎng)期漂移，由開(kāi)關(guān)長(zhǎng)期的性能不一致性造成。

但這種運(yùn)放一旦飽和，很難快速恢復(fù)，這是個(gè)重大缺點(diǎn)。而且很貴。

暫選OP07CP，運(yùn)放總是有過(guò)多的選擇，眼花繚亂。所以多數(shù)設(shè)計(jì)者總會(huì)用最熟悉的型號(hào)，而不求新。

由于電流源里只有1個(gè)運(yùn)放，因此零漂都由運(yùn)放而來(lái)，正好是OP07調(diào)零電路最合適應(yīng)用的場(chǎng)合。

調(diào)零電路參見(jiàn)OP07 datasheet，需要做適當(dāng)改進(jìn)，將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.1k，提高調(diào)整精度。

圖16

本次增加成本

OP07CP 1只 單價(jià)1.20元，合計(jì)1.20元

9.1k Ohm電阻 2只 單價(jià)0.01元，合計(jì)0.02元

2k Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價(jià)2.00元，合計(jì)2.00元。

合計(jì)3.22元

合計(jì)成本：9.42元

如何解決振蕩問(wèn)題：

相信還沒(méi)有人動(dòng)手，最好已經(jīng)搭好了上面提到的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用，不是上來(lái)就振，就是電流一大就開(kāi)始振。

一頭霧水，反饋看似是負(fù)反饋，而且用NPN就基本不會(huì)振，很奇怪，也很氣憤，因?yàn)闆](méi)有辦法，也沒(méi)有思路。

這是負(fù)反饋的固有問(wèn)題，凡負(fù)反饋都有機(jī)會(huì)振蕩，只要相位出問(wèn)題。

然而，還有一句話，凡負(fù)反饋的振蕩問(wèn)題都可解決。先吃一顆定心丸。

解決振蕩問(wèn)題就是剪裁頻率響應(yīng)曲線的過(guò)程。因此必須首先得到開(kāi)環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應(yīng)。

反饋系數(shù)F就是1，在波特圖上是0dB線。

開(kāi)環(huán)增益Aopen麻煩一點(diǎn)，根據(jù)39樓電路，首先畫(huà)出小信號(hào)等效電路。

開(kāi)環(huán)分為三部分：

1. 運(yùn)放

2. MOSFET輸入

3. MOSFET輸出

圖17

這個(gè)電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算，在學(xué)校帶畢設(shè)的時(shí)候曾經(jīng)讓一個(gè)學(xué)生推過(guò)一次，就是不知道二極管符號(hào)幾個(gè)三角的學(xué)生。他很?chē)?yán)謹(jǐn)而且敬業(yè)，不僅推出來(lái)還檢查了三遍，交給學(xué)校培養(yǎng)真是浪費(fèi)了。

傳遞函數(shù)算出來(lái)是一個(gè)一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換，實(shí)在沒(méi)有時(shí)間再推一遍，不過(guò)如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而與Cgs接地時(shí)差不太多。

圖18

運(yùn)放之后的Ro是運(yùn)放的輸出電阻，即運(yùn)放輸出級(jí)的限流電阻，大致在200 Ohm左右?？梢杂梢韵路椒ù笾峦瞥觯?/p>

非規(guī)到軌運(yùn)放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V，最大輸出電流20mA左右，限流電阻約200 Ohm左右。

Cgs比較復(fù)雜，按datasheet上的說(shuō)明，Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V，但VDS減小和Vgs增大會(huì)使Ciss增大到約1000pF。

圖19

同時(shí)圖中省略了跨導(dǎo)電容Crss，Crss可通過(guò)密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容，很小而忽略。[!--empirenews.page--]

gm是個(gè)問(wèn)題，雖然可以查到直流gm，大致為7@Id=8A/VDS=50V，但實(shí)際用在Id=100mA/VDS《20V，根據(jù)datasheet中的輸出特性曲線可以看到在飽和區(qū)gm隨Id減小而減小，與VDS關(guān)系不大，在可變電阻區(qū)，gm隨Id和VDS減小而明顯減小。gm在Id很小時(shí)大致在1-3左右。暫取2。

圖20

gm也有轉(zhuǎn)折頻率，最終產(chǎn)生fT，但這個(gè)參數(shù)很難得到，因?yàn)榇蠖鄶?shù)功率MOSFET都是用在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，而且gmDC隨偏置變化很大，因此datasheet里通常不給出，但由導(dǎo)通時(shí)間，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gmDC即為轉(zhuǎn)折頻率，很高，大致在10MHz左右。已遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出OP07的可操作范圍，因此忽略，認(rèn)為gm是不隨頻率變化的水平直線。

也可看出為什么之前不用OP37的原因，因?yàn)間m的轉(zhuǎn)折頻率恰好在OP37的操作頻率范圍內(nèi)，從而造成頻率補(bǔ)償復(fù)雜度增加。

分析Aopen之一：運(yùn)放的主極點(diǎn)

運(yùn)放是多零極點(diǎn)系統(tǒng)，但一般都具有2個(gè)主極點(diǎn)，低頻主極點(diǎn)，靠近DC，高頻主極點(diǎn)，靠近GBW。圖為OP07的開(kāi)環(huán)增益頻響曲線。

圖21

2個(gè)主極點(diǎn)中，高頻主極點(diǎn)通常不受重視，因?yàn)榇蠖鄶?shù)運(yùn)放的高頻主極點(diǎn)都在0dB線以下，即單位增益穩(wěn)定。反饋環(huán)路中只有1只運(yùn)放時(shí)很少遇到增益小于1的情況。因此很多運(yùn)放datasheet中高頻主極點(diǎn)都不標(biāo)出。

考慮運(yùn)放與10倍理想增益級(jí)級(jí)聯(lián)(有時(shí)是必須的)，這個(gè)高頻主極點(diǎn)就會(huì)浮出水面，如果閉環(huán)增益為1，便會(huì)產(chǎn)生振蕩。

圖22

圖23

分析Aopen之二：MOSFET和Rsample

如前所述，MOSFET分為輸入和輸出兩部分，通過(guò)合理簡(jiǎn)化，輸入的Cgs接地。

應(yīng)該感謝輸入輸出功率隔離的設(shè)計(jì)方法，不知是誰(shuí)先造出了電子管，否則這部分分析會(huì)相當(dāng)復(fù)雜。

1. 輸入部分

輸入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF構(gòu)成低通濾波器，并產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)po。低頻增益為0dB，產(chǎn)生轉(zhuǎn)折頻率的極點(diǎn)po位于約800kHz。正好落在OP07 0dB以上的頻帶范圍內(nèi)，因此推測(cè)與振蕩有關(guān)。

圖24

2. 輸出部分

MOSFET的電流Id=gmVgs流經(jīng)Rsample產(chǎn)生電壓gmVgsRsample，因此增益為gmRsample。由于gm的轉(zhuǎn)折頻率很高，Rsample在低頻下為理想電阻，因此gmRsample的頻率響應(yīng)為平行于0dB線的直線。

電流源輸出電流很小時(shí)，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB線以下很低的位置。輸出電流增大造成gm增大，gmRsample不斷上移，直至最大電流時(shí)，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB線以上。

圖25

兩部分級(jí)聯(lián)后，增益相乘，波特圖上增益相加，如下圖：

圖26

此時(shí)如果gmRsample》1，極點(diǎn)po在0dB線之上，反之則在0dB線之下。

一旦po高于0dB線，而1/F=1(0dB)且運(yùn)放自身Aopen在此頻率附近有-20dB/DEC的斜率，則po之后斜率將達(dá)到-40dB/DEC，可能產(chǎn)生振蕩。

因此推論振蕩的產(chǎn)生應(yīng)與Ro、Cgs、gm和Rsample均相關(guān)。

分析Aopen之三：為何振蕩

將運(yùn)放、MOSFET和Rsample構(gòu)成的傳遞函數(shù)級(jí)聯(lián)，得到下圖的完整開(kāi)環(huán)增益Aopen：

圖27

Aopen具有3個(gè)主極點(diǎn)，分別為：

1. 運(yùn)放低頻主極點(diǎn)pL

2. MOSFET輸入電容造成的極點(diǎn)po

3. 運(yùn)放高頻主極點(diǎn)pH

gmRsample《1時(shí)，po在0dB線之下，系統(tǒng)穩(wěn)定。

gmRsample》1時(shí)，po在0dB線之上，系統(tǒng)振蕩。

gmRsample=1時(shí)，po=0dB，系統(tǒng)處于臨界狀態(tài)。

此問(wèn)題的原因說(shuō)來(lái)簡(jiǎn)單：

gm與電流Id息息相關(guān)，gm隨Id的增大而增大，因此gmRsample

可能由《1變化至》1，使極點(diǎn)po位于0dB線之上，1/F=0dB線與

Aopen的交點(diǎn)處斜率差為40dB/DEC，因此系統(tǒng)振蕩。

當(dāng)然，可通過(guò)降低Rsample避免振蕩，然而這不是治本的方法，而且會(huì)引起成本、噪聲等一系列問(wèn)題。

處理振蕩時(shí)的一個(gè)基本原則，盡量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改變1/F可能造成系統(tǒng)瞬態(tài)性能的變化。

頻率補(bǔ)償是雙刃劍，可能造成系統(tǒng)性能下降，過(guò)分的單一補(bǔ)償會(huì)造成大量問(wèn)題。因此應(yīng)盡量使用多種補(bǔ)償方法，而且每種補(bǔ)償適可而止。

本次將采用三種補(bǔ)償方法，分別解決三種問(wèn)題：

1. 加速補(bǔ)償

2. 噪聲增益補(bǔ)償

3. 高頻積分補(bǔ)償

由于篇幅的原因，第一部分就先說(shuō)到這里，接下來(lái)我會(huì)談到加速補(bǔ)償，校正Aopen的問(wèn)題，敬請(qǐng)留意。