一種基于CMOS工藝的電荷泵鎖相環(huán)芯片的設(shè)計(jì)

1 引 言

鎖相環(huán)路(PLL)是一種能夠跟蹤輸入信號(hào)的閉環(huán)自動(dòng)相位控制系統(tǒng)，其理論基礎(chǔ)為自動(dòng)控制理論。鎖相環(huán)具有載波跟蹤特性，可提取淹沒(méi)在噪聲之中的信號(hào)，制成高性能的調(diào)制器和解調(diào)器；用高穩(wěn)定度的振蕩器做參考頻率，可提供一系列頻率高穩(wěn)定的頻率源，可進(jìn)行高精度的相位與頻率測(cè)量等。在模擬與數(shù)字通信系統(tǒng)中，鎖相環(huán)已成為不可缺少的基本部件。隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)的發(fā)展與成熟，CMOS工藝以其低成本、低功耗、高集成度的優(yōu)點(diǎn)使得采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)高性能集成鎖相環(huán)具有十分重要的意義和廣闊的前景。采用電荷泵結(jié)構(gòu)的鎖相環(huán)以其易于集成、低功耗、低抖動(dòng)、無(wú)相差鎖定等優(yōu)點(diǎn)，得到了廣泛的應(yīng)用。

2 電路設(shè)計(jì)

鎖相環(huán)能夠?qū)崿F(xiàn)兩個(gè)電信號(hào)的相位同步、頻率相同或倍頻。如圖1所示，鎖相環(huán)由4個(gè)基本部件即鑒相器、電荷泵、低通濾波器和壓控振蕩器組成。鑒相器作用是對(duì)兩個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行比較，輸出一個(gè)正比于這兩個(gè)輸入信號(hào)相位差的直流電壓，即一個(gè)上升或下降的脈沖信號(hào)，這個(gè)直流電壓又作用于下一級(jí)電路即開(kāi)關(guān)電荷泵，然后，電荷泵將鑒相器的輸出信號(hào)放大，給低通濾波器的電容充放電。而環(huán)路低通濾波器是用來(lái)濾除鑒相器輸出誤差電壓中的高頻分量，起到濾波平滑作用，以保證環(huán)路穩(wěn)定以及改善環(huán)路跟蹤性能和噪聲特性。最后，壓控振蕩器依據(jù)傳輸過(guò)來(lái)的控制電壓來(lái)改變輸出信號(hào)的頻率和相位，因此整個(gè)系統(tǒng)就形成了一個(gè)反饋系統(tǒng)，最終壓控振蕩器的輸出信號(hào)鎖定在參考信號(hào)的頻率和相位上。

2.1 鑒頻鑒相器

鑒頻鑒相器是一個(gè)相位比較裝置，用來(lái)檢測(cè)輸入信號(hào)相位與反饋信號(hào)相位之間的相位差，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。PFD比較輸入信號(hào)FINA和FINB的上升沿。當(dāng)信號(hào)FINA的上升沿超前于信號(hào)FINB的上升沿時(shí)，PFD的輸出信號(hào)UP被置為1，而輸出信號(hào)DN為0，當(dāng)FINB的上升沿到來(lái)時(shí)，UP變?yōu)?lsquo;0’，DN 是窄的脈沖；反之，當(dāng)信號(hào)FINB的上升沿超前于信號(hào)FINA的上升沿，PFD的輸出信號(hào)DN被置為‘1’，而輸出信號(hào)UP保持‘0’，當(dāng)FINA的上升沿到來(lái)時(shí)，DN變?yōu)?lsquo;0’，UP是一很窄的脈沖。信號(hào)UP或DN被置為高電平的時(shí)間長(zhǎng)度等于信號(hào)FINA與FINB的相位差。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，PFD的輸出信號(hào)都保持在低電平。

2.2 龜荷泵(CP)

在傳統(tǒng)的電荷泵模型中，將PMOS和NMOS看作開(kāi)關(guān)S1，S2，則鑒頻鑒相器(PFD)的數(shù)字信號(hào)輸出UP和DN可能為三種情況：

(1)狀態(tài)-1：UP=0，DN=1。這時(shí)開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)，S2閉合，電容進(jìn)行放電，電壓OUT值降低；

(2)狀態(tài)0：UP=0，DN=0。這時(shí)開(kāi)關(guān)S1和S2都斷開(kāi)，電壓OUT保持為一個(gè)常量；

(3)狀態(tài)1；UP=1，DN=0。這時(shí)開(kāi)關(guān)S1閉合，S2斷開(kāi)，電容進(jìn)行充電，電壓OUT值提高。

2.3 壓控振蕩器(VCO)

壓控振蕩器是鎖相環(huán)的重要組成部分，很大程度上決定著鎖相環(huán)的性能。它實(shí)現(xiàn)電壓一頻率的變換作用，其振蕩頻率受低通濾波器輸出電壓控制。本文研究的壓控振蕩器是利用電阻和電容，采用正反饋的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)一種差分環(huán)形壓控振蕩器。此差分環(huán)形壓控振蕩器由五級(jí)差分電路構(gòu)成，每一級(jí)的輸出V1，V2接到后一級(jí)的輸入 A，B，最后一級(jí)的輸出與第一級(jí)的輸入相連，其中兩個(gè)公共端子分別為E，C。前級(jí)偏置電路受CP輸出電壓的控制，產(chǎn)生兩路控制信號(hào)E，C，連接到壓控振蕩器的每個(gè)差分部分的控制端。這種VCO具有良好的線性調(diào)諧特性和高的輸出頻率穩(wěn)定度的特點(diǎn)。

振蕩器的核心部分由圖3所示差分電路構(gòu)成，PM1管為下端對(duì)稱部分提供偏置電流，PM2，PM3起反向作用，將NM1，NM2等效為電阻，則它與相應(yīng)的MOS電容連接的NM3，NM4構(gòu)成了RC延遲因子，且延遲時(shí)間直接受E，C電壓的控制。

電路中的等效電阻和負(fù)載電容決定了電路的振蕩頻率，即，其中的RNM1，NM2受前級(jí)偏置部分的VE，VC控制。每一級(jí)電路所產(chǎn)生的輸出振蕩信號(hào)的擺幅為2IPM1PNM1,NM2。其中E，C二處的電壓變化應(yīng)當(dāng)是反比例變化的，即E處電壓增大引起飽和PM1管的電流IPM1減小時(shí)，C處電壓須呈減小趨勢(shì)以致線性等效電阻RNM1,NM2增大，以保證輸出電壓擺幅的基本恒定。

由于環(huán)路濾波器的輸出電壓為一個(gè)電壓，要與雙變量控制的VCO振蕩部分連接起來(lái)，則必須要用到下面圖4所示的偏置單元，將VIN單端控制電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為 E，C雙端控制電壓信號(hào)，實(shí)現(xiàn)更好的線性度和更強(qiáng)的電壓驅(qū)動(dòng)效果，減少后端振蕩部分隨時(shí)間的能量衰減。

由圖可知，RES的電阻值和NM1的尺寸決定了NM3，NM4的柵極電壓，NM4的漏極連接到PM1的漏極，此處的電壓由PM1的漏電流決定，而此漏電流等于流過(guò)NM3，NM4兩管的電流之和，而這兩管的電流又由VIN和E處的電壓來(lái)決定。由此相互制約的關(guān)系，可以列出關(guān)于E點(diǎn)電壓VE，流過(guò)NM3的漏極電流IN3以及NM2漏級(jí)電壓VX的關(guān)系方程如下：

由上述三元三次方程即可解出E處電壓值。C處電壓完全由VE和PM2，NM5的相對(duì)尺寸所決定。

2.4 環(huán)路濾波器

環(huán)路濾波器具有低通特性，在鎖相環(huán)中起到低通濾波的作用，而且它對(duì)整個(gè)環(huán)路系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計(jì)起著決定性的作用。本設(shè)計(jì)采用二階無(wú)源低通濾波器，詳見(jiàn)文獻(xiàn)[3]所述。

本系統(tǒng)所設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)可廣泛應(yīng)用于電源電壓為5 V時(shí)，鎖相環(huán)捕捉帶為41～110 MHz，3 V時(shí)捕捉帶則為25～58 MHz。由文獻(xiàn)[5]中所述，該系統(tǒng)采取的是電壓型電荷泵，將電壓型轉(zhuǎn)換為電流型，查出內(nèi)部MOS飽和導(dǎo)通，保證UP和DN為恒壓源的最大導(dǎo)通電流，可得 R1。以電源電壓為5 V，忽略分頻環(huán)節(jié)為例，可以得到：


3 仿真結(jié)果

采用0.5μm工藝庫(kù)，Cadence Spectre工具對(duì)本文所設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)設(shè)計(jì)可以得到下列結(jié)果：

圖5(a)是電源電壓為3 V時(shí)的VCO控制特性曲線，有效工作范圍為25～58 MHz，且線性度良好；圖5(b)是電源電壓為5 V時(shí)的VCO控制特性曲線，有效工作范圍為41～110 MHz，且線性度良好。

另外通過(guò)對(duì)VCO起振過(guò)程的測(cè)量可知，起振時(shí)間很小，為63.5 ns。

圖6是鎖相環(huán)回路在輸入為50 MHz時(shí)的輸出響應(yīng)，鎖定時(shí)間約為4.6μs。

4 結(jié)語(yǔ)

使用0.5 μm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)5 V鎖定范圍為41～110 MHz，3 V時(shí)鎖定范圍為25～58 MHz的鎖相環(huán)單片集成電路，經(jīng)過(guò)分部仿真和總體系統(tǒng)仿真可知，運(yùn)用本文所述方法設(shè)計(jì)二階三型鎖相環(huán)芯片各組成部分特性與理論相符，可以實(shí)現(xiàn)相位和頻率的同步跟蹤，且時(shí)域特性良好。