引言
地鐵是發(fā)達城市的市內(nèi)交通主力軍。不同于火車由機車牽引列車運行,地鐵列車的動力是分散布置的,分為動車與拖車,動車上載有牽引電機,起到驅(qū)動列車行駛的作用,拖車上則沒有牽引電機。為了使地鐵上的交流電機盡可能運行在高效區(qū),可以采用變頻調(diào)速的方法。該方法不僅可以實現(xiàn)無級調(diào)速,同時也能根據(jù)負(fù)載特性來調(diào)節(jié)電壓和頻率的關(guān)系。本文將分段同步調(diào)制技術(shù)應(yīng)用于地鐵,建立異步電機的數(shù)學(xué)模型,并搭建異步電機矢量控制系統(tǒng)用于地鐵的仿真模型,詳細介紹該模型中各個子模塊的組成和功能,并進行電機運行仿真。仿真結(jié)果表明,控制系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)迅速,調(diào)速性能良好,驗證了控制系統(tǒng)的正確性。
1變頻器的分段同步控制
SPWM主要有兩種調(diào)制方式,即同步和異步調(diào)制,其主要區(qū)別是sPwM中載波比是否恒定不變。前者三角波與正弦波同時變化,輸出電壓半波內(nèi)無論載波如何變化均脈沖數(shù)恒定不變。但正因為其恒定不變,就會造成其在低頻時,相鄰脈沖間距較大,此時其諧波成分將隨頻率降低而增大,導(dǎo)致電機運行不穩(wěn)。當(dāng)然,為使三相輸出波形保持互差120o的對稱關(guān)系,取載波比為3的整數(shù)倍。
異步調(diào)制一般保持三角波不變,僅改變調(diào)制波頻率,從而改變載波比。如此將保證在低頻時也可以做到相鄰脈沖間距較小,減小其諧波成分。但前文提到,為使三相輸出波形保持互差120o的對稱關(guān)系,取載波比為3的整數(shù)倍,而在該調(diào)制方法中,載波比很難保證該要求。這將導(dǎo)致輸出電壓對稱性被破壞,進而導(dǎo)致電機運行不穩(wěn)。
同步和異步調(diào)制雖各有優(yōu)點,但其缺點亦非常明顯,都可能導(dǎo)致電機不穩(wěn)定運行,因此出現(xiàn)了分段調(diào)制。為充分發(fā)揮同步調(diào)制優(yōu)點,在一定頻率中,依然采用同步調(diào)制:為避免其缺點,發(fā)揮異步調(diào)制低頻時優(yōu)點,當(dāng)頻率降低至一定程度時,將載波比分級增大,從而提高其低頻率時半波內(nèi)脈沖數(shù),降低諧波含量。本牽引系統(tǒng)的頻段和載波比的分配如表1所示。
圖1所示是與表1相應(yīng)的/c與/r的關(guān)系曲線。本設(shè)計將全部頻率進行分段,在每段中采用適用于該段的載波比,進而保證該頻率與開關(guān)頻率兩者相適應(yīng)。
圖1中各頻率段載波比按以下方法確定:
首先確定頻率段范圍和IGBT開關(guān)器件頻率,本設(shè)計要求變頻器0～130Hz,使用1kHz的IGBT,其最小開關(guān)頻率為其1/2～2/3。
現(xiàn)取輸出頻率上限為120Hz,則第一段載波比為:
取N為3的整數(shù)倍數(shù),則N1=9,修正后為:
若取:
計算后得:
以下各段依次類推,可得表1中各行的數(shù)據(jù)。
2變頻器分段同步控制建模仿真
整個系統(tǒng)在MATLAB下的模型如圖2所示。
2.1矢量控制模塊
該控制模塊采用一個磁鏈閉環(huán)、兩個定子電流調(diào)節(jié)閉環(huán),將電流的控制轉(zhuǎn)換成對電壓的控制。其中各環(huán)節(jié)的數(shù)學(xué)模型如圖3所示。
2.1.1轉(zhuǎn)矩給定計算模塊
轉(zhuǎn)矩給定計算模塊如圖4所示。
按照電機牽引調(diào)速的牽引力矩要求,先是恒轉(zhuǎn)矩運行,速度增加到一定值時電機功率達到最大,此后電機就只能按這個恒定的功率運行,因此要求力矩給定模塊輸出先恒轉(zhuǎn)矩后恒功率減小力矩,而制動減速時轉(zhuǎn)矩給定應(yīng)為負(fù)值,先恒功率再恒轉(zhuǎn)矩制動。圖中控制信號為0時電機牽引運行,為1時制動運行。PI調(diào)節(jié)器的Kp設(shè)得較大,限幅為開始的恒轉(zhuǎn)矩1500N·m,它除了限定電機啟始運行段的給定轉(zhuǎn)矩,還起到限速的作用,speed*就是牽引運行過程中限定的最大速度。
2.1.2磁鏈觀測器模塊
磁鏈觀測器模塊如圖5所示。
轉(zhuǎn)子磁鏈位置角:
將式(6）代入到式(5）可得:
2.2分段同步控制三角波發(fā)生器
MATLAB工具箱中雖然有三角波發(fā)生器,但是卻沒有可改變?nèi)遣l率的發(fā)生器模塊,更沒有頻率受外部管角控制的三角波發(fā)生器,因此搭建如圖6所示的分段同步控制用三角波發(fā)生器。
圖6中左邊為三角波發(fā)生器的封裝模塊,右邊是它的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。內(nèi)部圖中左半部分主要實現(xiàn)分段選通不同載波比的三角波功能,右半部分是不同倍頻的三角波發(fā)生器。該三角波發(fā)生器有兩個輸入管角,一個為電機的角頻率/c,一個是轉(zhuǎn)子磁通位置角9m,電機反饋的角頻率/c經(jīng)過模塊判斷,在其設(shè)置的Lowerlimit和Upperlimit之間時輸出1,不在其區(qū)間輸出0,所以,電機角頻率落在第N個intervaltest模塊設(shè)置的區(qū)間內(nèi)時,就乘以N,作為Multiportswitch模塊的選通信號,選通其第N路信號。
3仿真結(jié)果及分析
表2為各仿真時間段的狀態(tài)設(shè)定表。
總體仿真結(jié)果如圖7所示。
從仿真結(jié)果的波形總圖來看,轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩的變化都達到了預(yù)期效果,下面按照時間順序?qū)Σㄐ芜M行分析。
0～0.2s啟動,波形如圖8所示。
0.25s轉(zhuǎn)矩給定200N·m,波形如圖9所示。
由圖9可知,0.25s時給定轉(zhuǎn)矩200N·m,約過0.02s得到響應(yīng),在這期間轉(zhuǎn)速有小幅下降,但影響不大,電流有所增加。0.3s轉(zhuǎn)速從200r/min降到100r/min,波形如圖10所示。由圖10可知,0.3s時給定轉(zhuǎn)速從200r/min降到100r/min,0.08s得到響應(yīng),在這期間轉(zhuǎn)矩先劇烈震蕩,最低達到近-5000N·m,在0.32s處保持在-1400N·m左右,0.35s開始慢慢向0靠攏,直到最后回到200N·m,三相電流先大幅震蕩,然后逐漸平穩(wěn)。
0.5s轉(zhuǎn)矩從200N·m變?yōu)?200N·m,波形如圖11所示。
由圖11可知,0.5s時給定轉(zhuǎn)矩從200N·m變?yōu)?200N·m,約過0.04s得到響應(yīng),在此期間轉(zhuǎn)矩平穩(wěn)過渡,轉(zhuǎn)速小幅平穩(wěn)上升,三相電流幾乎不變。
0.6s轉(zhuǎn)速從100r/min升到200r/min,波形如圖12所示。由圖12可知,0.6s時給定轉(zhuǎn)速由100r/min上升為200r/min,約過0.07s得到響應(yīng),在此期間轉(zhuǎn)矩先大幅震蕩,最高近3500N·m,隨后震蕩回落,然后在1500N·m左右保持到0.65s,隨后平滑回歸-200N·m,三相電流在響應(yīng)期間比較大,隨后回歸平穩(wěn)。
0.75s轉(zhuǎn)矩從-200N·m變?yōu)?,波形如圖13所示。
由圖13可知,0.75s時給定轉(zhuǎn)矩從-200N·m變?yōu)?,響應(yīng)時間約為0.03s,在此期間轉(zhuǎn)矩緩慢歸零,轉(zhuǎn)速小幅平滑下降。
0.8s轉(zhuǎn)速從200ramin降到0,波形如圖14所示。
由圖14可知,0.8s時給定轉(zhuǎn)速從200ramin降到0,響應(yīng)時間約為0.14s,在此期間轉(zhuǎn)速平滑下降直至歸零,轉(zhuǎn)矩先大幅震蕩,最小至-4500N·m左右,隨后平穩(wěn)在-l500N·m左右,保持到0.92s,接著平滑上升直至歸零,三相電流先在比較大的值震蕩,最后歸于零。
4結(jié)語
本文采用分段同步控制驅(qū)動地鐵中的異步電機,建立了其變頻器模型并搭建了大功率分段同步控制仿真模型,對不同運動狀態(tài)進行仿真。仿真結(jié)果表明,控制系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的動態(tài)響應(yīng)迅速,靜態(tài)性能良好,磁鏈幅值基本能夠保持恒定,驗證了系統(tǒng)的可靠性。但是分段同步控制技術(shù)也存在不足之處,如穩(wěn)態(tài)運行時轉(zhuǎn)矩脈動較大,存在諧波干擾等,需要進一步探討研究。
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