雙向DC/DC性能的分析及研究

引言

雙向DC/DC變換是目前電能應(yīng)用中使用越來越廣泛的一種技術(shù)。雙向DC/DC電路可實(shí)現(xiàn)電能的雙向傳輸,在直流電機(jī)驅(qū)動、航空航天電源、不間斷電源、太陽能風(fēng)能發(fā)電、燃料電池領(lǐng)域有著極其廣泛的應(yīng)用。

目前,針對雙向DC/DC性能及其影響因素的研究較少,本文以Buck-Boost雙向DC/DC主拓?fù)錇樽儞Q器核心,首先對該變換器的功率損耗進(jìn)行分析,其次進(jìn)行理論仿真,最后設(shè)計(jì)了一個由單片機(jī)控制的雙向DC/DC變換器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,通過研究驅(qū)動脈沖信號占空比和頻率、輸出電流等對電路效率和性能的影響,以確定雙向DC/DC變換器的最佳工作電壓范圍,達(dá)到提高雙向DC/DC變換器性能的目的。

1雙向DC/DC變換器的電路結(jié)構(gòu)及工作原理

圖1為雙向DC/DC變換電路,采用Buck-Boost主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該變換電路經(jīng)同步整流電路演變而來,由升壓電路和降壓電路反并聯(lián)而成,將普通的Buck電路的二極管換成MosFET,并在兩端口并接大容量的濾波電容。

升壓模式下,PwM信號高電平期間開關(guān)管O1導(dǎo)通,D1二極管截止。電源V1對電感L進(jìn)行充電,電感以磁能的形式存儲電能。在輸出端口,負(fù)載由C2存儲的電能維持供電。在電感飽和之前,PwM脈沖的低電平使開關(guān)管O1關(guān)斷,此時D1轉(zhuǎn)入導(dǎo)通狀態(tài),電感電壓和電源電壓V1疊加在一起共同向負(fù)載和電容輸出電能。

降壓模式下,D2二極管處于截止?fàn)顟B(tài),PwM信號高電平期間開關(guān)管O2導(dǎo)通,電源V2對電感L進(jìn)行充電,電感以磁能的形式存儲電能。電感充電儲能的同時向負(fù)載供電,并產(chǎn)生一定大小的電壓降,負(fù)載獲取到的電壓低于輸入端口V2電壓,從而實(shí)現(xiàn)DC/DC降壓變換。

2雙向DC/DC變換器的損耗分析

影響該變換器效率的主要因素有:開關(guān)損耗、控制電路功率損耗、電感磁芯損耗和線圈損耗、電容EsR損耗、電路板走線損耗和輔助電源損耗等。其中,部分損耗可通過選取適當(dāng)?shù)脑骷?shù)減小,而部分損耗會受變換器工作狀態(tài)、占空比、輸出電流和開關(guān)頻率的影響。

2.1.MSFET損耗分析

MosFET損耗分為動態(tài)損耗和靜態(tài)損耗兩部分。靜態(tài)損耗是由MosFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻所產(chǎn)生,計(jì)算公式如下:

式中,IMos為流過Mos管漏源極的電流有效值:Rdson為Mos管最大溫度時的導(dǎo)通電阻。

動態(tài)損耗是由開通和關(guān)斷時對MosFET管中寄生的三個電容的充放電所產(chǎn)生,包括開關(guān)損耗、驅(qū)動損耗、輸出電容損耗[3]。

開關(guān)損耗為:

驅(qū)動損耗為:

輸出電容損耗為:

式中,Vfn、Io為輸入電壓和輸出電流:Ti、T+為Mos管導(dǎo)通時的上升時間和關(guān)斷時的下降時間:Ts為開關(guān)周期:VDi為驅(qū)動電壓:Og為總的門極所需電荷量:Coss為Mos管輸出電容值。

綜上所述,為了減小靜態(tài)損耗,應(yīng)選擇低導(dǎo)通電阻的Mos管:為了減少動態(tài)損耗,應(yīng)選擇低寄生參數(shù)的MosFET,同時應(yīng)合理選擇開關(guān)元件的開關(guān)頻率,以降低Mos管損耗。

2.2電感損耗分析

電感損耗包括銅損和鐵損。銅損計(jì)算公式如下:

式中,ILims為電感電流的有效值:RLDCR為電感線圈阻抗。

鐵芯損耗與溫度、磁感應(yīng)強(qiáng)度等因素有關(guān),因此沒有具體公式,一般可在磁芯數(shù)據(jù)手冊中找到對應(yīng)曲線,根據(jù)工作頻率等已知條件查找對應(yīng)的損耗值。

2.3電容損耗分析

電容損耗主要是由紋波電流流過電容的等效串聯(lián)電阻(EsR）所產(chǎn)生,因此應(yīng)選擇EsR較小的電容。

2.3.1輸入電容損耗

式中,RCinEsR為輸入電容EsR:Ii為輸入電流有效值:uIL為電感電流紋波:D為開關(guān)管導(dǎo)通占空比。

2.3.2輸出電容損耗

式中,RCoutEsR為輸出電容EsR。

2.4電路整體損耗分析

綜前所述,電路總損耗為:

則電路整體效率為:

綜上所述,影響該變換器效率的主要因素有:開關(guān)損耗、控制電路功率損耗、電感磁芯損耗和線圈損耗、電容EsR損耗。由上述分析可以看出,損耗除與器件參數(shù)有關(guān)外,還受驅(qū)動脈沖占空比及頻率、輸出電流的影響。

3雙向DC/DC變換器的參數(shù)選取

結(jié)合目前常見DC/DC變換器的工作條件,本系統(tǒng)工作參數(shù)設(shè)定為:開關(guān)頻率40kHz,升壓模式下,輸入電壓最高為25V,降壓模式下,輸入電壓最高為50V,兩種模式下輸出電流最大均為1A。

3.1升降壓模式下電感的選取

電感L的選取主要與輸入電壓、占空比、輸出電流和開關(guān)頻率有關(guān),由于雙向DC/DC變換電路采用Mos管代替?zhèn)鹘y(tǒng)的續(xù)流二極管,電感不存在斷流模式,因此電感按公式（9）估算:

電感L的最低要求是使電路不達(dá)到飽和狀態(tài),電感量較大時,電路紋波較小:但電感量過大則會導(dǎo)致帶負(fù)載能力下降,銅耗增加?？紤]到實(shí)際實(shí)驗(yàn)中可能會有參數(shù)的變化,L不應(yīng)取值過大,最終取500μH。

3.2升降壓模式下電容的選取

由于本電路輸入輸出呈對偶狀態(tài),因此需要在輸入端和輸出端同時接入濾波電容,其作用是濾除MosFET開關(guān)工作所產(chǎn)生的大部分紋波。濾除紋波的效果與電容的容量呈正比,本電路選用了幾個容量不等的大容量電容并聯(lián)作為濾波電容,其中有2200μF、1000μF和470μF,以達(dá)到比較好的濾波效果。同時考慮到電容的等效串聯(lián)電阻（EsR）造成的損耗,還應(yīng)在濾波電容兩端并聯(lián)EsR較小的高頻電解電容。

4實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證及對雙向DC/DC的性能分析

實(shí)際焊接制作上述雙向DC/DC變換器,主控芯片采用sTM32型單片機(jī),產(chǎn)生兩路PwM控制信號,用于驅(qū)動半橋驅(qū)動器IR2==0和大功率MosFET（型號為CsD=8532KCs）。在升降壓模式下設(shè)置3組實(shí)驗(yàn),將理論計(jì)算效率與實(shí)際測量效率曲線進(jìn)行對比。

4.1升壓模式曲線

升壓模式曲線如圖2所示。

結(jié)果表明,當(dāng)占空比小于50%時,電路效率基本保持不變:當(dāng)占空比大于50%后,隨著占空比的升高,該電路的效率呈現(xiàn)緩慢上升趨勢:而當(dāng)占空比大于80%后,電路效率下降明顯。隨著輸出電流的升高,電路效率緩慢下降,這是由于電流增大后,元器件的損耗也增大,造成了效率降低。隨著開關(guān)頻率的變化,電路效率呈下降趨勢,低開關(guān)頻率會使整個開關(guān)電源的效率變高,因?yàn)樵诿恳淮伍_關(guān)變換時濾波器件的能量損耗變小,但整個開關(guān)電源的體積會變大:高的開關(guān)頻率會使開關(guān)電源所用器件的體積減小,而開關(guān)頻率的變高也使整個電路的損耗變大、效率降低。

4.2降壓模式曲線

降壓模式曲線如圖3所示。

結(jié)果表明,隨著占空比的升高,該電路效率呈現(xiàn)上升趨勢,當(dāng)占空比小于50%時,電路效率普遍較低:隨著輸出電流的升高,該電路效率基本保持不變,說明在降壓模式下,輸出電流對電流效率影響較小:隨著開關(guān)頻率的升高,電路效率呈現(xiàn)下降趨勢。

綜上所述,雙向DC/DC工作在升壓模式下,占空比不宜過高,應(yīng)在80%以下,其次隨著輸出電流的增大,電路效率緩慢降低,最后開關(guān)頻率不宜過高,應(yīng)在80kHz以下。雙向DC/DC工作在降壓模式下,占空比不宜過低,應(yīng)在50%以上,其次輸出電流對電路效率影響較小,最后開關(guān)頻率不宜過高,應(yīng)在100kHz以下。

5結(jié)論

本文進(jìn)行雙向DC/DC性能研究的系統(tǒng)電路以M0sFET大功率開關(guān)管為核心,采用單片機(jī)控制方式,極大地方便了實(shí)驗(yàn)過程中三方面因素對DC/DC雙向變換電路性能及參數(shù)影響的測試及研究,通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了占空比、輸出電流和開關(guān)頻率對電路效率的影響,確定了雙向DC/DC變換器應(yīng)用中較為理想的工作范圍,具有一定的借鑒和指導(dǎo)意義。