單相交流電子負(fù)載電流閉環(huán)控制策略研究

引言

交流電子負(fù)載主要應(yīng)用于各類交流電源的特性測(cè)試中,是電源等產(chǎn)品的設(shè)計(jì)調(diào)試與檢測(cè)過程中不可缺少的測(cè)試設(shè)備。傳統(tǒng)的交流電源測(cè)試設(shè)備是以消耗電能來模擬阻性、感性和容性等不同負(fù)載工作情況。而能饋型電子負(fù)載是將原來大量測(cè)試消耗的電能高效地回饋至電網(wǎng),實(shí)現(xiàn)了能量的循環(huán)再利用,具有節(jié)能、體積小、重量輕等優(yōu)點(diǎn),具有廣闊的市場(chǎng)應(yīng)用前景。

近年來,國(guó)內(nèi)外專家學(xué)者對(duì)電流閉環(huán)控制策略進(jìn)行了卓有成效的研究。但仍存在易受干擾、延遲嚴(yán)重和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢等問題。本文提出了一種交流電子負(fù)載電流閉環(huán)控制策略,即以數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準(zhǔn)諧振(DPLL-oPR)作為無差調(diào)節(jié)控制器,以實(shí)現(xiàn)低成本、快速、準(zhǔn)確、穩(wěn)定的控制效果。

1主電路拓?fù)?

能饋型單相交流電子負(fù)載串聯(lián)在待測(cè)交流電源的輸出側(cè)和電網(wǎng)之間。一方面,對(duì)于待測(cè)電源,需能模擬不同大小的阻抗值和任意功率因數(shù)的阻性、容性或感性負(fù)載:另一方面,對(duì)于電網(wǎng),其被視為一臺(tái)分布式電源,能將待測(cè)電源提供的能量以單位功率因數(shù)的形式并入電網(wǎng),以實(shí)現(xiàn)能量的循環(huán)再利用。

本文電子負(fù)載主拓?fù)?圖1)采用基于雙H橋的AC/DC/AC變換電路,主要由前級(jí)負(fù)載模擬變換器和后級(jí)全橋逆變電路組成,如圖1所示。其中輸入側(cè)為負(fù)載模擬變換器,是采用四象限運(yùn)行的PwM整流器,通過輸入電感連接至待測(cè)電源Ex,模擬不同負(fù)載特性,從待測(cè)電源Ex吸取交流功率。直流側(cè)支撐電容起到儲(chǔ)能和穩(wěn)定電壓的作用。輸出側(cè)并網(wǎng)逆變器電路采用全橋逆變電路,用于將直流電能逆變?yōu)榻涣麟娔?通過變壓器連接至電網(wǎng),并且以單位功率因數(shù)并網(wǎng),實(shí)現(xiàn)電能回饋。

2電子負(fù)載電流閉環(huán)控制策略

能饋型單相交流電子負(fù)載的輸入級(jí)為負(fù)載模擬變換器,采用交流電流閉環(huán)控制,以控制輸入電流和相角達(dá)到設(shè)定值。輸出級(jí)并網(wǎng)逆變器采用直流電壓外環(huán)、交流電流閉環(huán)的控制策略,保證功率平衡,將前級(jí)汲取的電能以單位功率因數(shù)并網(wǎng)。輸入側(cè)的交流電流波形以及電壓電流相角直接關(guān)系到模擬的負(fù)載特性是否接近真實(shí)負(fù)載,輸出側(cè)的電流畸變率、穩(wěn)定性以及并網(wǎng)功率因數(shù)的好壞會(huì)影響公共電網(wǎng)電能質(zhì)量。故交流電流環(huán)的控制無論在前級(jí)還是后級(jí)的設(shè)計(jì)中都舉足輕重,在整個(gè)系統(tǒng)中有著非常重要的地位。

為了提高系統(tǒng)的控制性能,本文采用了如下控制策略。鑒于篇幅有限,本文僅對(duì)前級(jí)負(fù)載模擬變換器輸入電流閉環(huán)控制的模型建立與控制策略進(jìn)行分析。該交流電流閉環(huán)同樣適用于系統(tǒng)后級(jí)逆變器控制。

2.1電流閉環(huán)控制策略

本文所提出的控制方法是對(duì)輸入交流電流進(jìn)行直接電流控制,系統(tǒng)響應(yīng)速度快,可提高系統(tǒng)的性能指標(biāo)。數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準(zhǔn)諧振(DPLL-oPR)電流閉環(huán)控制框圖如圖2所示。

前級(jí)負(fù)載模擬變換器通過用戶設(shè)定的阻抗值計(jì)算得到相應(yīng)的電流給定幅值Is*,is為實(shí)際電感電流,即被控電流。輸出直流電壓Udc構(gòu)成后級(jí)逆變器的電壓外環(huán)控制。DPLL實(shí)時(shí)跟蹤電壓相位,與給定阻抗角9ps疊加后,得到實(shí)際所需相角值,再通過正弦計(jì)算并與電流設(shè)定幅值相乘,得到電流指令信號(hào)(瞬時(shí)值),is*=Is*sin9in。經(jīng)過oPR控制器計(jì)算得到電感電壓指令值UL*,再與交流側(cè)電壓Uac和直流側(cè)電壓Udc經(jīng)過SPwM模塊調(diào)制計(jì)算得到H橋的控制信號(hào)。通過鎖相環(huán)DPLL-oPR控制器的實(shí)時(shí)跟蹤調(diào)節(jié),使得被控電流滿足系統(tǒng)所要求的幅值和相角關(guān)系。

2.2鎖相環(huán)控制環(huán)路設(shè)計(jì)

數(shù)字鎖相環(huán)控制環(huán)路由乘法鑒相器(PD)、環(huán)路控制器以及數(shù)字壓控振蕩器(vco)組成。輸入信號(hào)經(jīng)過環(huán)路的反饋控制,使得輸出信號(hào)的頻率和相位與輸入信號(hào)鎖定一致,不斷修正誤差直至達(dá)到穩(wěn)定,并具有一定的抗干擾性。數(shù)字鎖相環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。

乘法器與陷波濾波器組成了乘法鑒相器PD,對(duì)輸入電流的頻率及相位進(jìn)行鎖定,其輸出值反映了輸入與輸出之間的相位差。與傳統(tǒng)鑒相器不同的是,在乘法器后加入陷波濾波器,以抑制諧波干擾,增強(qiáng)系統(tǒng)的魯棒性,也不影響計(jì)算速度和精度。環(huán)路控制器主要由PI控制器組成,實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)零相差的鎖相控制,同時(shí)通過PI參數(shù)的優(yōu)化調(diào)整,可以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能,減少對(duì)被測(cè)電源以及電網(wǎng)的沖擊。壓控振蕩器模擬了實(shí)際硬件vco的特性,根據(jù)環(huán)路控制器的輸出產(chǎn)生對(duì)應(yīng)相位的信號(hào),vco中將系統(tǒng)額定頻率o0以前饋方式加入鎖相環(huán)中,有助于系統(tǒng)的快速穩(wěn)定,提高系統(tǒng)的跟蹤性能。

2.3比例-準(zhǔn)諧振控制器設(shè)計(jì)

本文采用了一種比例-準(zhǔn)諧振(0PR)控制器,其傳遞函數(shù)為:

式中,o0為基波角頻率:KP為比例增益系數(shù):KR為諧振增益系數(shù):oc為諧振控制器帶寬。

采用0PR控制器進(jìn)行電流控制,對(duì)圖2中0PR環(huán)節(jié)進(jìn)行系統(tǒng)建模得到s域傳遞函數(shù)框圖,如圖4所示。

為了對(duì)0PR控制器進(jìn)行參數(shù)整定,對(duì)圖4進(jìn)行合理簡(jiǎn)化。合并小時(shí)間常數(shù)慣性環(huán)節(jié),并且忽略干擾量和前饋抑制量。由于實(shí)際濾波電感的等效電阻遠(yuǎn)小于其電感值,故一并略去,得到簡(jiǎn)化后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為:

此時(shí)系統(tǒng)為高階傳遞函數(shù),有兩個(gè)參數(shù)需要整定。本文在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的情況下,根據(jù)根軌跡理論確定控制器參數(shù),選擇合適的Kp和KR值,同時(shí)優(yōu)化其動(dòng)態(tài)性能。此時(shí)系統(tǒng)有4個(gè)極點(diǎn),一個(gè)極點(diǎn)在接近零點(diǎn)處,主要由電感產(chǎn)生:一對(duì)極點(diǎn)為共輒極點(diǎn),靠近零點(diǎn),對(duì)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能起到主導(dǎo)作用:另一個(gè)極點(diǎn)在遠(yuǎn)離零點(diǎn)的虛軸上,對(duì)系統(tǒng)的影響非常有限。隨著Kp的增加,共輒極點(diǎn)開始遠(yuǎn)離虛軸,接近實(shí)軸,系統(tǒng)的穩(wěn)定性變強(qiáng)。

KR與系統(tǒng)的諧振點(diǎn)的增益有關(guān),諧振增益越高,系統(tǒng)的控制精度越高,響應(yīng)速度越快。通過增加Kp值,可以減少超調(diào)量,增加其穩(wěn)定性。但是過大的KR會(huì)過度減小系統(tǒng)的阻尼性,增加超調(diào)量,不利于控制優(yōu)化。在保證系統(tǒng)的穩(wěn)定裕量和控制精度的前提下,綜合考慮KR、Kp的變化趨勢(shì),本文選取KP:KR=1:35,最后計(jì)算得KP=2.67,KR=94.35,系統(tǒng)〈≈0.707。

3試驗(yàn)樣機(jī)調(diào)試結(jié)果

本文自行設(shè)計(jì)和制作了一臺(tái)100vA的交流電子負(fù)載樣機(jī),采用了DsP控制器TMs320F29069進(jìn)行數(shù)字控制。試驗(yàn)被測(cè)交流電源電壓為30v/50Hz。樣機(jī)參數(shù)為L(zhǎng)1=1.54mH,直流母線電容Cdc=4700uF。設(shè)計(jì)開關(guān)頻率30kHz,H橋由4個(gè)功率管FDP3632組成。

3.1DPLL實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖5給出了分別采用傳統(tǒng)過零比較法以及本文所述數(shù)字鎖相環(huán)的實(shí)驗(yàn)波形。

對(duì)比圖5(a)和(c)可見,在輸入電壓(灰線)存在噪聲時(shí),傳統(tǒng)的過零比較方式相位鑒定波形(黑線)在過零點(diǎn)存在躍變以及相位誤差。而DPLL鎖相波形(黑線)能準(zhǔn)確跟蹤電壓的頻率相位,有效地避免了干擾,具有良好的抗干擾性。

圖5(b)和(d)是在被測(cè)電源電壓相同的條件下,分別采用傳統(tǒng)的過零比較方式和數(shù)字鎖相環(huán)方式的實(shí)驗(yàn)波形,藍(lán)線為電子負(fù)載輸入端口電壓,紅線為被測(cè)電流。可以從圖5(b)中看出,由于鑒相存在相位誤差,造成相位失鎖和波形抖動(dòng),從而造成電子負(fù)載輸入端口電壓及電流波形的進(jìn)一步畸變。而從圖5(d)中看出,本文所述DPLL方式下電流不受輸入電壓干擾的影響,波形失真度小,具有良好的魯棒性。

3.2控制器計(jì)算相關(guān)算法耗時(shí)測(cè)試

以試驗(yàn)用DsP28069為例,采用文獻(xiàn)實(shí)時(shí)計(jì)算128個(gè)點(diǎn)FFT耗時(shí)19.8us,采用本文DPLL耗時(shí)僅為4.1us,DPLL-oPR控制算法耗時(shí)僅用4.7us。由此可見本文提出的控制方法有效地減少了計(jì)算帶來的延時(shí),實(shí)時(shí)性好。

4結(jié)語

本文詳細(xì)研究了應(yīng)用于單相交流電子負(fù)載的電流閉環(huán)控制策略,提出了一種數(shù)字鎖相環(huán)-比例-準(zhǔn)諧振(DPLL-oPR)控制方案及參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)方法,并研制了小功率樣機(jī),進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析表明:

(1)本文DPLL-oPR控制方法能準(zhǔn)確跟蹤電壓的頻率和相位,輸入電流精度高,失真度小,穩(wěn)定性好,具有良好的穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)性能。

(2)該優(yōu)化設(shè)計(jì)方法能夠有效提高系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性,降低了對(duì)控制器計(jì)算能力的要求。