應(yīng)采用什么方法對運算放大器進(jìn)行測量？

運算放大器是具有差分輸入和單端輸出的極高增益放大器。它們通常用于高精度模擬電路，因此準(zhǔn)確測量其性能非常重要。但在開環(huán)測量中，它們的開環(huán)增益很高，可能高達(dá)107或者更多，使得放大器輸入端由于拾音、雜散電流或塞貝克(熱電偶)效應(yīng)而導(dǎo)致的非常小的電壓很難避免誤差。

通過使用伺服環(huán)路在放大器輸入端強制零點，可以大大簡化測量過程，從而使被測放大器基本上可以測量自己的誤差。圖1所示為采用該原理的通用電路，采用輔助運算放大器作為積分器，以建立具有極高直流開環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。這些開關(guān)有助于執(zhí)行以下簡化圖中所述的各種測試。

圖1.基本運算放大器測量電路。

圖1所示電路將大部分測量誤差降至最低，并允許精確測量大量直流和一些交流參數(shù)。額外的“輔助”運算放大器不需要比被測運算放大器更好的性能。如果直流開環(huán)增益為100萬或更多，則很有幫助;如果被測器件(DUT)的失調(diào)可能超過幾mV，則輔助運算放大器應(yīng)采用±15 V電源供電(如果DUT的輸入失調(diào)可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3)。

DUT的電源電壓+V和–V幅度相等，符號相反。當(dāng)然，總電源電壓為2 × V.即使采用本電路的“單電源”運算放大器，也使用對稱電源，因為系統(tǒng)接地基準(zhǔn)電壓源是電源的中點。

作為積分器，輔助放大器配置為直流開環(huán)(全增益)，但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制在幾Hz。這意味著DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器的全增益放大，并通過1000：1衰減器施加到DUT的同相輸入端。負(fù)反饋迫使 DUT 的輸出變?yōu)榈仉娢弧?事實上，實際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓——或者，如果我們真的要一絲不茍的話，這個失調(diào)加上100 kΩ電阻中由于輔助放大器的偏置電流而產(chǎn)生的壓降——但這離地足夠近，并不重要，特別是因為測量期間該點電壓的變化不太可能超過幾微伏)。

測試點TP1上的電壓是施加到DUT輸入端的校正電壓(誤差幅度相等)的1000倍。這將是幾十mV或更多，因此很容易測量。

理想運算放大器的失調(diào)電壓為零(V操作系統(tǒng));也就是說，如果兩個輸入連接在一起并保持在電源之間的中間電壓，則輸出電壓也應(yīng)位于電源之間的中間位置。在現(xiàn)實生活中，運算放大器的失調(diào)范圍從幾微伏到幾毫伏不等，因此必須向輸入施加此范圍內(nèi)的電壓，以使輸出達(dá)到中間電位。

圖2顯示了最基本測試的配置——失調(diào)測量。當(dāng) TP1 上的電壓是其偏移的 1000 倍時，DUT 輸出電壓處于地電位。

圖2.偏移測量。

理想的運算放大器具有無限輸入阻抗，輸入中沒有電流流動。實際上，小的“偏置”電流在反相和同相輸入(Ib–和我B+分別);它們會在高阻抗電路中引起明顯的失調(diào)。根據(jù)運算放大器類型，它們的范圍可以從幾飛安(1 fA = 10–15A——每幾微秒一個電子)到幾納安，或者甚至在一些非?？斓倪\算放大器中——一到兩微安。圖3顯示了如何測量這些電流。

圖3.失調(diào)和偏置電流測量。

該電路與圖2的失調(diào)電路相同，只是增加了兩個電阻R6和R7，與DUT輸入串聯(lián)。這些電阻可通過開關(guān) S1 和 S2 短路。兩個開關(guān)閉合時，電路與圖2相同。當(dāng)S1開路時，來自反相輸入的偏置電流以Rs為單位流動，電壓差增加到失調(diào)。通過測量TP1(=1000我b–×Rs)，我們可以計算我b–;同樣，通過關(guān)閉 S1 并打開 S2，我們可以測量我B+.如果在TP1處測量電壓，S1和S2均閉合，然后均開路，則“輸入失調(diào)電流”I操作系統(tǒng)，我之間的區(qū)別B+和我b–，由變化來衡量。使用的R6和R7的值將取決于要測量的電流。

對于 I 的值b在5 pA或更低的量級下，由于涉及大電阻，使用該電路變得非常困難;可能需要其他技術(shù)，可能涉及Ib對低漏電電容(取代R)充電的速率s).

當(dāng) S1 和 S2 關(guān)閉時，I操作系統(tǒng)在 100 Ω電阻中仍然流動，并在 V 中引入誤差操作系統(tǒng)，但除非我操作系統(tǒng)大到足以產(chǎn)生大于測量 V 1% 的誤差操作系統(tǒng)在此計算中通?？梢院雎运?

運算放大器的開環(huán)直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的，但 250，000 到 2，000，000 之間的值更常見。直流增益的測量方法是，通過在DUT輸出和S6的1 V基準(zhǔn)電壓源之間切換R5，強制DUT的輸出移動已知量(圖4中為1 V，但如果器件在足夠大的電源上運行，則為10 V)。如果R5處于+1 V，則如果輔助放大器的輸入要在零附近保持不變，則DUT輸出必須移至–1 V。

圖4.直流增益測量。

TP1 處的電壓變化衰減為 1000：1，是 DUT 的輸入，導(dǎo)致輸出發(fā)生 1V 變化。由此計算增益很簡單(= 1000 × 1 V/TP1)。

為了測量開環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入所需頻率的小交流信號，并在其輸出端測量產(chǎn)生的信號(圖5中的TP2)。在此過程中，輔助放大器繼續(xù)穩(wěn)定 DUT 輸出端的平均直流電平。

圖5.交流增益測量。

在圖5中，交流信號通過10，000：1衰減器施加到DUT輸入端。低頻測量需要這個大值，其中開環(huán)增益可能接近直流值。(例如，在增益為1，000，000的頻率下，1 V rms信號將在放大器輸入端施加100 μV，這將在放大器尋求提供100 V rms輸出時使放大器飽和)。因此，交流測量通常在幾百Hz到開環(huán)增益下降到單位的頻率下進(jìn)行，如果需要低頻增益數(shù)據(jù)，則使用較低的輸入幅度非常小心。所示的簡單衰減器只能在高達(dá)100 kHz左右的頻率下工作，即使雜散電容非常小心;在更高的頻率下，需要更復(fù)雜的電路。

運算放大器的共模抑制比(CMRR)是共模電壓變化引起的失調(diào)表觀變化與共模電壓外加變化之比。在直流時，它通常在80 dB至120 dB之間，但在較高頻率下較低。

該測試電路非常適合測量 CMRR(圖 6)。共模電壓不施加到DUT輸入端子，低電平效應(yīng)可能會破壞測量，但電源電壓會發(fā)生變化(相對于輸入方向相同，即公共方向)，而電路的其余部分不受干擾。

圖6.直流共模抑制比測量。

在圖6電路中，在TP1處測量失調(diào)，電源電壓為±V(例中為+2.5 V和–2.5 V)，兩個電源均上調(diào)+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失調(diào)的變化對應(yīng)于1 V的共模變化，因此直流CMRR是失調(diào)變化與1 V的比值。

CMRR是指共模變化的偏移變化，總電源電壓不變。另一方面，電源抑制比(PSRR)是失調(diào)變化與總電源電壓變化的比率，共模電壓在電源中點保持不變(圖7)。

圖7.直流磁比測量。

使用的電路完全相同;不同之處在于總電源電壓發(fā)生變化，而公共電平保持不變。此處的開關(guān)電壓為+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變?yōu)? V。共模電壓保持在中點。計算結(jié)果也相同(1000 × TP1/1 V)。

為了測量交流CMRR和PSRR，電源電壓隨電壓調(diào)制，如圖8和圖9所示。DUT繼續(xù)在直流下開環(huán)工作，但交流負(fù)反饋定義了精確的增益(圖中×100)。

圖8.交流共模抑制比測量。

為了測量交流CMRR，DUT的正電源和負(fù)電源使用幅度為1 V峰值的交流電壓進(jìn)行調(diào)制。兩個電源的調(diào)制是同相的，因此實際電源電壓是穩(wěn)定的直流，但共模電壓是2V p-p的正弦波，這導(dǎo)致DUT輸出包含交流電壓，該電壓在TP2處測量。

如果TP2處的交流電壓的幅度為x伏峰值(2x伏峰峰值)，則以DUT輸入為基準(zhǔn)的CMRR(即在×100交流增益之前)為x/100 V，CMRR是該峰值與1 V峰值的比值。

圖9.交流磁比測量。

交流 PSRR 是在正電源和負(fù)電源上的交流電異相 180° 的情況下測量的。這導(dǎo)致電源電壓的幅度被調(diào)制(在本例中，峰值為1 V，峰值為2 V p-p)，而共模電壓在直流時保持穩(wěn)定。計算與前一個非常相似。

我們介紹了不同類型的噪聲測量設(shè)備。我們將在第 6 部分討論與噪聲測量相關(guān)的參數(shù)和操作模式。在這里我們將列舉一些實際應(yīng)用的例子，來說明如何使用該設(shè)備對第 3 部分及第 4 部分所描述的電路進(jìn)行測量。

屏蔽：

測量固有噪聲時，消除外來噪聲源是很重要的。常見的外來噪聲源有：電源線路“拾取”(“拾取”是指引入外來噪聲，比如 60Hz 噪聲)、監(jiān)視器噪聲、開關(guān)電源噪聲以及無線通信噪聲。通常利用屏蔽外殼將所測電路放置于其中。屏蔽外殼通常由銅、鐵或鋁制成，而重要的是屏蔽外殼應(yīng)與系統(tǒng)接地相連。

一般來說，電源線纜和信號線纜是通過外殼上的小孔連接到屏蔽外殼內(nèi)電路的。這些小孔盡可能地小，數(shù)量也要盡可

能地少，這一點非常重要。實際上，解決好接縫、接合點以及小孔的(電磁)泄露，就可以實現(xiàn)較好的屏蔽效果。 [1]

圖 6.1 舉例顯示了一種極易構(gòu)建且非常有效的屏蔽外殼，該屏蔽外殼是采用鋼漆罐制成的(這些材料可從絕大多數(shù)五金商店買到，而且價格也不高)。漆罐有緊密的接縫，并且罐蓋的設(shè)計可以使我們方便地接觸到所測電路。請注意，I/O 信號是采用屏蔽式同軸線纜進(jìn)行連接的，該同軸線纜采用 BNC 插孔-插孔式連接器將其連接到所測試的電路;BNC 插孔-插孔式連接器殼體與漆罐進(jìn)行電氣連接。外殼唯一的泄露路徑是將電源連接到所測電路的三個香蕉插頭 (banana connector)。為了實現(xiàn)最佳的屏蔽效果，應(yīng)確保漆罐密封緊固。

圖 6.2 為測試用漆罐裝配示意圖

圖 6.1：使用鋼漆罐進(jìn)行測試

圖 6.2：測試用漆罐裝配示意圖

檢測噪聲底限

一個常見的噪聲測量目標(biāo)是測量低噪聲系統(tǒng)或組件的輸出噪聲。通常的情況是，電路輸出噪聲太小，以至于絕大多數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)測試設(shè)備都無法對其進(jìn)行測量。通常，會在所測試電路與測試設(shè)備之間放一個低噪聲升壓放大器 (boost amplifier)(見圖 6.3)。采用該種配置的關(guān)鍵是升壓放大器的噪聲底限要低于所測電路的輸出噪聲，從而使得所測電路噪聲能在測量中反映出來。經(jīng)驗規(guī)則顯示，升壓放大器的噪聲底限應(yīng)比所測電路輸出端的噪聲小三倍。在下文中將給出該規(guī)則的理論解釋。在進(jìn)行噪聲測量時，對噪聲底限進(jìn)行檢測是特別重要的一個步驟。通常情況下，噪聲底限是通過將增益模塊或測量儀器的輸入短路而測得的。第 5 部分詳細(xì)闡述了不同類型設(shè)備的噪聲底限測量。若不能檢測出噪聲底限，通常會導(dǎo)致錯誤的結(jié)果。

圖 6.3：常用的測量技術(shù)

圖 6.4：測量噪聲底限

噪聲底限說明

為獲得最佳測量結(jié)果，測量系統(tǒng)的噪聲底限相對于所測的噪聲水平而言，應(yīng)是可以忽略不計的。一個常用的經(jīng)驗規(guī)則是確保噪聲底限至少比所測的噪聲信號小三倍。圖 6.5 顯示了如何對所測電路的噪聲輸出和噪聲底限進(jìn)行矢量增加操作 (add as vector)。圖 6.6顯示了假設(shè)所測噪聲比噪聲底限大三倍的誤差分析。使用該經(jīng)驗規(guī)則所得出的最大誤差是 6%。若噪聲底限比所測噪聲小 10 倍，并進(jìn)行同樣的計算，則誤差將為 0.5%。

圖 6.5：噪聲向量加

圖 6.6：噪聲底限誤差(單位：百分比)

使用真有效值 (RMS) 表對OPA627 示例電路進(jìn)行測量

回憶一下在第 3 部分和第 4 部分我們分析了一款使用 OPA627 的非反相運算放大器電路。現(xiàn)在我們將闡述如何使用一個真有效值 (RMS) 表對該噪聲進(jìn)行測量。圖 6.7 闡明了 OPA627 的測試配置。請注意，此測試配置的所測結(jié)果與第 3 部分和第 4 部分計算及模擬數(shù)值基本吻合(計算結(jié)果為 325uV，測量結(jié)果為 346uV)。圖 6.8 說明了噪聲測量的詳細(xì)步驟。