0 引言
單片開關電源自問世以來，以其效率高，體積小，集成度高，功能穩(wěn)定等特點迅速在中小功率精密穩(wěn)壓電源領域占據(jù)重要地位。美國PI公司的TOPSwitch系列器件即是一種新型三端離線式單片高頻開關電源芯片，開關頻率fs高達100 kHz，此芯片將PWM控制器、高耐壓功率MOSFET、保護電路等高度集成，外圍連接少許器件即可使用。本文介紹了一種基于TOP223Y 輸出為+5 V/3 A，+12 V/1 A的單端反激式開關電源方案設計的原理和方法。
1 方案設計的原理
開關電源是涉及眾多學科的一門應用領域，通過控制功率開關器件的開通與關閉調(diào)節(jié)脈寬調(diào)制占空比達到穩(wěn)定輸出的目的，能夠實現(xiàn)AC/DC或者DC/DC轉換。
TOP223Y共三個端：控制極C、源極S、漏極D.因只有漏極D用作脈寬調(diào)制功率控制輸出，故稱單端;高頻變壓器在功率開關導通時只是將能量存儲在初級繞組中，起到電感的作用，在功率開關關閉時才將能量傳遞給次級繞組，起變壓作用，故稱反激式。
電路功能部分主要由輸入/輸出整流濾波、功率變換、反饋電路組成。工作原理簡述為：220 V市電交流經(jīng)過整流濾波得到直流電壓，再經(jīng)TOP223Y脈寬調(diào)制和高頻變壓器DC-AC變換得到高頻矩形波電壓，最后經(jīng)輸出整流濾波得到品質(zhì)優(yōu)良的直流電壓，同時反饋回路通過對輸出電壓的采樣、比較和放大處理，將得到的電流信號輸入到TOP223Y的控制端C，控制占空比調(diào)節(jié)輸出，使輸出電壓穩(wěn)定。
2 方案設計的要求
設計作為某智能儀器的供電電源，具體的參數(shù)要求如下：交流輸入電壓最小值：VACMIN=85 V;交流輸入電壓最大值：VACMAX=265 V;輸出：U1：+5 V/3 A;U2：+12 V/1 A;輸出功率：Po=27 W;偏置電壓：VB=12 V;電網(wǎng)頻率fL=50 Hz;開關頻率fs=100 kHz;紋波電壓：小于100 mV;電源效率：η大于80%;損耗分配因數(shù)Z 為0.5;功率因數(shù)為0.5.
3 設計實例
本設計方案是基于TOP223Y的多路單端反激式開關電源，性能優(yōu)越，便于集成。電路原理如圖2所示，可分為輸入保護電路、輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路、反饋回路、控制電路7個部分。
3.1 輸入保護電路
由保險絲F1、熱敏電阻RT和壓敏電阻RV組成，對輸入端進行過電壓、過電流保護。
保險絲F1用于當線路出現(xiàn)故障產(chǎn)生過電流時切斷電路，保護電路元器件不被損壞，其額定電流IF1 按照IF1》2IACRMS選擇3 A/250 VAC保險絲，其中IACRMS為原邊有效電流值。熱敏電阻RT用以吸收開機浪涌電流，避免瞬間電流過大，對整流二極管和保險絲帶來沖擊，造成損壞，加入熱敏電阻可以有效提高電源設計的安全系數(shù)，其阻值按照RRT1》0.014VACMAX/IACRMS 選擇10D-11(10 Ω/2.4 A)。壓敏電阻RV能在斷開交流輸入時提供放電通路，以防止大電流沖擊，同時對沖擊電壓也有較好鉗位作用。RV選取MY31-270/3，標稱值為220 V.
3.2 輸入整流濾波電路
由EMI濾波電路、整流電路、穩(wěn)壓電路組成。
EMI濾波電路針對來自電網(wǎng)噪聲干擾。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2構成典型的Π型濾波器。
CX1和CX2用來濾除來自電網(wǎng)的差模干擾，稱為X電容，通常取值100~220 nF，這里取100 μF;CY1和CY2用來濾除來自電網(wǎng)的共模干擾，稱為Y電容，通常取值為1~4.7 nF，這里取2.2 nF;同樣用來消除共模干擾的共模電感L1的取值8~33 mH，這里取8 mH，采取雙線并繞。
輸入整流電路選擇不可控全波整流橋。整流橋的反向耐壓值應大于1.25倍的最大直流輸入電壓，整流橋的額定電流應大于兩倍的交流輸入的有效值，計算后選擇反向擊穿電壓為560 V，額定電流為3 A的KBP306整流橋。
在當前的供電條件下，輸入儲能電容器CIN的值根據(jù)輸出功率按照2~3 μF/W 來取值，考慮余量，取CIN=100 μF/400 V的電解電容。假設整流橋中二極管導通時間為tc=3 ms，可由：
得到輸入直流電壓的最小值和最大值。
3.3 鉗位保護電路
當功率開關關斷時，由于漏感的影響，高頻變壓器的初級繞組上會產(chǎn)生反射電壓和尖峰電壓，這些電壓會直接施加在TOPSwitch芯片的漏極上，不加保護極容易使功率開關MOSFET燒壞。加入由R1、C2和VD1組成經(jīng)典的RCD鉗位保護電路，則可以有效地吸收尖峰沖擊將漏極電壓鉗位在200 V左右，保護芯片不受損壞。推薦鉗位電阻R1取27 kΩ/2 W，VD1鉗位阻斷二極管快恢復二極管耐壓800 V 的FR106，鉗位電容選取22 nF/600 V的CBB電容。
3.4 高頻變壓器
3.4.1 磁芯的選擇
磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設計時合理、正確地選擇磁芯材料、參數(shù)、結構，對變壓器的使用性能和可靠性，將產(chǎn)生至關重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開關管導通時只儲存能量，而在截止時向負載傳遞能量。因為開關頻率為100 kHz，屬于比較高的類型，所以選擇材料時選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體，由：
估算磁芯有效截面積為0.71 cm2，根據(jù)計算出的Ae 考慮到閾量，查閱磁芯手冊，選取EE2825，其磁芯長度A=28 mm，有效截面積SJ=0.869 cm2，有效磁路長度L=5.77 cm，磁芯的等效電感AL=3.3 μH/匝2，骨架寬度Bw=9.60 mm.
3.4.2 初級線圈的參數(shù)
(1)最大占空比。根據(jù)式(1)，代入數(shù)據(jù)：寬范圍輸入時，次級反射到初級的反射電壓VoR 取135 V，查閱TOP223Y數(shù)據(jù)手冊知MOSFET導通時的漏極至源極的電壓VDS=10 V，則：
(2)設置KRP .KRP= IR IP ，其中IR為初級紋波電流;IP為初級峰值電流;KRP用以表征開關電源的工作模式(連續(xù)、非連續(xù))。連續(xù)模式時KRP小于1，非連續(xù)模式KRP大于1.對于KRP的選取，一般由最小值選起，即當電網(wǎng)入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時，KRP=0.4;當電網(wǎng)輸入電壓為230 VAC時，取KRP=0.6.當選取的KRP較小時，可以選用小功率的功率開關，但高頻變壓器體積相對要大，反之，當選取的KRP較大時，高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。對于KRP的選取需要根據(jù)實際不斷調(diào)整取最佳。
(3)初級線圈的電流初級平均輸入電流值(單位：A)：
可知，KRP 選取合適。TOPSwitch器件的選擇遵循的原則是選擇功率容量足夠的最小的型號。
(4)變壓器初級電感
3.4.3 初級次級繞組匝數(shù)
當電網(wǎng)電壓為230 V和通用輸入220 V時：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6.由于輸出側采用較大功率的肖特基二極管用作輸出整流二極管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000~3 000 GS范圍內(nèi)。偏置二極管VDB的壓降取0.7 V，偏置電壓VB取12 V.
初級繞組匝數(shù)：
3.5 輸出整流濾波電路
由整流二極管、濾波電容和平波電感組成。將次級繞組的高頻方波電壓轉變成脈動的直流電壓，再通過輸出濾波電路濾除高頻紋波，使輸出端獲得穩(wěn)定的直流電壓。肖特基二極管正向導通損耗小、反向恢復時問短，在降低反向恢復損耗以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優(yōu)勢，所以選用肖特基二極管作為整流二極管，參數(shù)根據(jù)最大反向峰值電壓VR選擇，同時二極管的額定電流應該至少為最大輸出電流的3~5倍。次級繞組的反向峰值電壓VSM為：
式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A;Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計的最小占空比(估計值為0.3);V(PK-PK)是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV.計算得出后考慮閾值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V.
第二級經(jīng)LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負載電流的變化，在這里可以選擇C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V.C5取經(jīng)驗值0.1 μF/25 V.輸出濾波電感根據(jù)經(jīng)驗取2.2~4.7 μH，采用3.3 μH 的穿心電感，能主動抑制開關噪聲的產(chǎn)生。
為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側的地之間接共模抑制電容C15.
3.6 反饋回路設計
開關電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設計采用電壓調(diào)整率精度高的可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431加線形光耦PC817A構成反饋回路。
TL431通過電路取樣電阻來檢測輸出電壓的變化量ΔU，然后將采樣電壓送入TL431 的輸入控制端，與TL431的2.5 V參考電壓進行比較，輸出電壓UK也發(fā)生相應變化，從而使線性光電耦合器中的發(fā)光二極管工作電流發(fā)生線性變化，光電耦合器輸出電流。
經(jīng)過光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調(diào)節(jié)TOP223Y控制端C 的電流IC，調(diào)整占空比D(IC與D成反比)，從而使輸出電壓變化，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。
對于電路中的反饋部分，開關電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號，其余未加反饋電路。這樣，當5 V輸出的負載電流發(fā)生變化時，定會影響12 V輸出的穩(wěn)定性。
解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態(tài)頻率響應。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環(huán)路的增益。電容器C13為軟啟動電容器，可以消除剛啟動電源時芯片產(chǎn)生的電壓過沖。
下面主要是確定R4~R8的值：
按照應用要求，對5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權衡反饋量，將R7，R8的反饋權值均設置為0.6，0.4，各個輸出的穩(wěn)定性均得到保障和提高。
只有5 V輸出有反饋時，如R4，R7取值均為10 kΩ，此時電流IR7 =250 μA，分權后，R7分得150 μA、R8分得150 μA.根據(jù)TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關系：
式中：VREF為TL431參考端電壓，為2.5 V;Vo為TL431輸出電壓。根據(jù)電流分配關系得(單位：kΩ)：
式中：VF 為光耦二極管的正向壓降，由PC817技術手冊知，典型值為1.2 V.先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取標稱值150 Ω。
3.7 控制回路
由電容C7和電阻R12串聯(lián)組成。C9用來濾除控制端的尖峰電壓并決定自動重啟動時序，并和R12一起設定控制環(huán)路的主極點為反饋控制回路進行環(huán)路補償。由數(shù)據(jù)手冊知，C9選擇47 μF/25 V的電解電容，當C9 =47 μF時，自動重啟頻率為1.2 Hz，即每隔0.83 s檢測一次調(diào)節(jié)失控故障是否已經(jīng)被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。R12取6.2 Ω。
4 方案的實驗結果
根據(jù)以上方案設計的方法和規(guī)范，設計出的一種基于TOP223Y雙路+5 V/3 A，+12 V/1 A輸出的反激式開關電源。在寬范圍85~265 VAC的輸入范圍下對其性能進行了測試，如表1所示。
由以上選取的實驗數(shù)據(jù)得出，+5 V/3 A(反饋權重0.6，負載500 Ω)輸出的電壓調(diào)整率為SV = ±0.18%，輸出的紋波電壓為39 mV，輸出的最大電流為3.2 A;+12 V/1 A(反饋權重0.4，負載750 Ω)輸出的電壓調(diào)整率為SV = ±0. 3%，輸出的紋波電壓為68 mV，輸出的最大電流為1.10 A.
該電源在滿載狀態(tài)時，功率可達27.6 W，最大占空比為0.60，電源效率為83.1%，開關電源具有良好的性能，滿足應用要求。
5 結語
本文所設計的開關電源方案，芯片的高度集成化，外圍電路設計簡單。電源的性能通過參數(shù)的調(diào)節(jié)仍有提升的空間。雙輸出雙反饋異權重的設計使開關電源的更加實用靈活，不同的保護電路的設計，使電源的實用更加安全可靠，該方案所設計的電源在實際應用中表現(xiàn)良好。
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