LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比優(yōu)勢

1 摘要

提高功率密度已經(jīng)成為電源變換器的發(fā)展趨勢。為達到 這個目標，需要提高開關頻率，從而降低功率損耗、系 統(tǒng)整體尺寸以及重量。對于當今的開關電源(SMPS)而 言，具有高可靠性也是非常重要的。零電壓開關(ZVS) 或零電流開關(ZCS) 拓撲允許采用高頻開關技術，可以 大限度地降低開關損耗。ZVS拓撲允許工作在高頻開 關下，能夠改善效率，能夠降低應用的尺寸，還能夠降 低功率開關的應力，因此可以改善系統(tǒng)的可靠性。LLC 諧振半橋變換器因其自身具有的多種優(yōu)勢逐漸成為一種主流拓撲。這種拓撲得到了廣泛的應用，包括高端服務 器、平板顯示器電源的應用。但是，包含有LLC諧振半 橋的ZVS橋式拓撲，需要一個帶有反向快速恢復體二極 管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性。

在功率變換市場中，尤其對于通信/服務器電源應用，不 斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為具挑戰(zhàn)性的 議題。對于功率密度的提高，普遍方法就是提高開關 頻率，以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(ZVS)拓 撲因具有極低的開關損耗、較低的器件應力而允許采用 高開關頻率以及較小的外形，從而越來越受到青睞 。這些諧振變換器以正弦方式對能量進行處理，開 關器件可實現(xiàn)軟開閉，因此可以大大地降低開關損耗和 噪聲。在這些拓撲中，相移ZVS全橋拓撲在中、高功率 應用中得到了廣泛采用，因為借助功率MOSFET的等效 輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關工作在ZVS 狀態(tài)下，無需額外附加輔助開關。然而，ZVS范圍非常 窄，續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。近來，出現(xiàn)了關于 相移全橋拓撲中功率MOSFET失效問題的討論。這種 失效的主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極 管的反向恢復較慢。另一失效原因是：空載或輕載情況 下，出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個潛在 失效模式與由于體二極管反向恢復特性較差引起的直通 電流相關。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、 過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

2 LLC諧振半橋變換器

LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢：

■寬輸出調節(jié)范圍，窄開關頻率范圍

■?即使空載情況下，可以保證ZVS

■?利用所有的寄生元件，來獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是 由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應用在電源供電 市場。LLC諧振半橋變換器拓撲如圖1所示，其典型波 形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個與之 串聯(lián)的電感Lr和Lm。作為電感之一，電感Lm表示變壓器 的勵磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成 一個諧振點。重載情況下，Lm會在反射負載RLOAD的作用 下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯(lián)。因此，諧振頻率由負載情況決定。Lr 和Cr決定諧振 頻率fr1，Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨 著負載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓 器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動，如公 式1、2所示。

3 LLC諧振變換器的失效模式

啟動失效模式

圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關波形。 在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低端開關Q2的體二極管深度導通。因此流經(jīng)開關 Q2體二極管的反向恢復電流非常高，致使當高端開關 Q1導通時足夠引起直通問題。啟動狀態(tài)下，在體二極管 反向恢復時，非?？赡馨l(fā)生功率MOSFET的潛在失效。 圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。

圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時 段，諧振電感電流Ir變?yōu)檎Ｓ捎贛OSFET Q1處于導通 狀態(tài)，諧振電感電流流過MOSFET Q1 溝道。當Ir開始上 升時，次級二極管D1導通。因此，式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率。因為啟動時vc(t)和vo(t)為零，所有的 輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

在t1~ t 2時段，MOSFET Q1門極驅動信號關斷，諧振電感 電流開始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產(chǎn)生 ZVS條件。這種模式下應該給MOSFET Q2施門極信號。由 于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正 常工作狀況下大很多。導致了MOSFET Q2的P-N結上存儲 更多電荷。

在t2~t3時段，MOSFET Q2施加門極信號，在t0~t1時段 劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1 依然導通，該時段內(nèi)諧振電感的電壓為：

。該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而，

很小，并不足以在這個時間段 內(nèi)使電流反向。在t3時刻，MOSFET Q2電流依然從源 極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會恢復，因為漏源極之間沒有反向電壓。下式給出了諧振 電感電流Ir的上升斜率：

在t3~t4時段，諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù) 流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結增加 儲存電荷。

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由于多種不同的原因，可能需要在電流檢測放大器(CSA)的輸入或輸出端進行濾波。今天，我們將重點談談在使用真正小的分流電阻(在1 m?以下)時，用NCS21xR和NCS199AxR電流檢測放大器實現(xiàn)濾波電路。低于1 m?的分流電阻具有并聯(lián)電感，在電流檢測線上會引起尖峰瞬態(tài)事件，從而使CSA前端過載。我們來談談濾除這些特定的尖峰瞬態(tài)事件的主要考慮因素。

在某些應用中，被測量的電流可能具有固有噪聲。在有噪聲信號的情況下，電流檢測放大器輸出后的濾波通常更簡單，特別是當放大器輸出連接到高阻抗電路時。放大器輸出節(jié)點在為濾波器選擇組件時提供了最大的自由度，并且實現(xiàn)起來非常簡單，盡管它可能需要后續(xù)的緩沖。

當分流電阻值減小時，并聯(lián)電感對頻率響應有顯著影響。在小于1 m?的情況下，并聯(lián)電感產(chǎn)生傳遞函數(shù)中的零點，通常導致在100 kHz的低頻率下產(chǎn)生拐角頻率。這種電感增加了電流檢測線路上高頻尖峰瞬態(tài)事件的幅值，從而使任何并聯(lián)電流檢測集成電路(IC)的前端過載。這個問題必須通過在放大器輸入端進行濾波來解決。請注意，無論制造商如何聲稱，所有電流檢測IC都容易受到此問題的影響。即使尖峰頻率高于器件的額定帶寬，也需要在器件的輸入端進行濾波以解決此問題。

在眾多電源應用(例如電壓和電流)中，寬工作范圍負載不可或缺。LED 照明和電池充電應用可作為典型 示例。憑借本身高效和用戶友好型基波分析法 (FHA) 設計，LLC 拓撲結構備受青睞。但也存在負載電流范圍變寬時電壓工作范圍受限等缺點。此外，盡管在串聯(lián)諧振工作點附近采用 FHA 方法進行分析十分精確，但當負載范圍(電壓和電流)明顯變寬時，可能就會失效。

作為另一種負載諧振拓撲結構，LCC 可用于寬范圍負載工作的替代解決方案。但是，LCC 拓撲結構的設計和簡單的 LLC 結構不同，因為 LCC 很少在串聯(lián)諧振點附近工作，整個電路可實現(xiàn)線性化。因此，采用FHA 方法會導致精度不夠，從而需要在諧振回路的迭代優(yōu)化上花費更多的設計時間和精力。

LCC優(yōu)點

~由于電流源特性類似，電壓范圍更寬。

~在相同的頻率范圍內(nèi)，負載電流范圍更寬，這意味著具有寬輸出電壓的 LED 驅動器可在不使用突發(fā)模式的情況下深度調光,在一些室內(nèi)電源調光深度可達0.1%。

~變壓器不需要磨氣隙，節(jié)約成本

~抗輸出短路的穩(wěn)健性

~對寄生電容的抗擾性 ，LCC因為有Cp并聯(lián)在變壓器繞組上，對寄生電容不敏感

~更容易集成變壓器設計

LCC缺點

~通常比LLC需要更大的諧振電感

~強制性輸出 OVP

~輕負載損失高于 LLC

~需要使用額外的并聯(lián)諧振電容器