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[導讀]差分放大器是一種常見且有用的電路，廣泛用于從工廠自動化到電動汽車系統(tǒng)等各種應用。這主要是因為它有助于在嘈雜環(huán)境中的設計中添加共模和差分濾波。

差分放大器是一種常見且有用的電路，廣泛用于從工廠自動化到電動汽車系統(tǒng)等各種應用。這主要是因為它有助于在嘈雜環(huán)境中的設計中添加共模和差分濾波。

本文將比較兩種離散差動放大器的濾波方法。如圖1所示，實施方案 A 在傳統(tǒng)系統(tǒng)中很常見，但可能存在一些設計缺陷。如圖2所示，實施方案 B 進行了改進，可降低實施方案 A 中常見的放大器電路錯誤可能性。但為什么需要進行這種改進?如圖 2 所示，所做的更改如何改善電路?

圖 1差分放大器實現(xiàn) A 在傳統(tǒng)系統(tǒng)中很常見。

圖 2差分放大器實施方案 B 降低了實施方案 A 中出現(xiàn)錯誤的可能性。

首先，讓我們快速回顧一下環(huán)路穩(wěn)定性以及導致放大器電路不穩(wěn)定的原因。影響運算放大器穩(wěn)定性的主要因素有三個：

· 固有相移

· 外部相移

· 前兩次轉變的隨機變化與工藝、溫度和元件公差有關

相位裕度表示在將隨機和不可預測的變化應用于系統(tǒng)時設計的強度。本質上，放大器的反相反饋存在 180 度的相移，而放大器開環(huán)增益的主極點存在 90 度的相移。高頻或非主極點會引入大約 20 到 40 度的相移，但根據(jù)設計的不同，可能會引入更多或更少的相移。

外部相移是反饋回路中的外部元件引入的相位滯后。

在工藝、溫度和元件容差方面，非主極點和外部元件可能會引入不同程度的相移，這會使相位裕度不足的設計變得不穩(wěn)定。圖 3從高層次說明了環(huán)路穩(wěn)定性的這種變化，而圖 4則更詳細地說明了這一點。

圖 3環(huán)路相移顯示高水平的穩(wěn)定性。

圖 4這是環(huán)路相移的擴展版本。

單位增益穩(wěn)定放大器

單位增益穩(wěn)定放大器設計為在噪聲增益(或非反相增益)為 1 的情況下用作緩沖器時保持穩(wěn)定，并且隨著增益的增加，相位裕度會更大。盡管差分放大器的額外增益可以增加相位裕度，但在反饋環(huán)路中添加更多外部電容負載可能會使放大器變得邊緣穩(wěn)定或完全不穩(wěn)定。

在運算放大器的數(shù)據(jù)表中(圖 5顯示了一個示例)，您可以看到有一個相位裕度的規(guī)范，但它是針對指定的負載電容器和負載電阻的。

圖 5數(shù)據(jù)表顯示了 LM2904B 運算放大器的相位裕度規(guī)格。

如果這些條件發(fā)生變化，相位裕度也會發(fā)生變化。隨著電容負載的增加，負載電容與放大器的內部輸出阻抗相互作用，在反饋環(huán)路中引入一個極點，從而引入相位滯后。

在實施方案 A 中，放大器的內部輸出阻抗與反饋電阻串聯(lián)，然后在反饋環(huán)路中形成電阻-電容 (RC) 延遲。與簡單的輸出電容負載相比，這會給反饋環(huán)路帶來更大的相位滯后。

即使在實施 A 中只放置差分電容器 C1，您也可以看到小信號等效電路，該電路顯示了增加的相位滯后。圖 6是一個簡單的近似值，但簡化有助于理解一般行為。在這種情況下，由于非反相輸入是直流值(在小信號分析中為接地)，C1 現(xiàn)在成為接地到反饋環(huán)路的電容器，并且仍會通過引入相位滯后來降低環(huán)路穩(wěn)定性。

圖 6運算放大器的簡單近似有助于理解一般行為。

以這種方式分析電路可以發(fā)現(xiàn)方案 A 的潛在危害之一。集成儀表放大器和集成差分放大器的差分和共模濾波的標準做法是方案 A。那么為什么添加這些電容不會對這些設備產生負面影響呢?原因是電容未放置在反饋環(huán)路中，因此不會給環(huán)路帶來相位滯后。

三放大器儀表設備只有非反相輸入端外部連接，因此在非反相輸入端增加電容不會降低相位裕度。圖 7顯示了儀表放大器的內部原理圖，從中可以看出在 +IN 或 –IN 上增加電容不會影響反饋環(huán)路。

圖 7簡化的內部原理圖展示了儀表放大器。

圖 8顯示了集成差分放大器的內部原理圖。該集成差分放大器在輸入電容和放大器的反相輸入之間有一個電阻 (R IN )，用于將放大器(以及隨后的反饋環(huán)路)與濾波電容引入的相位滯后隔離開來。

圖 8簡化的內部原理圖展示了集成差分放大器。

同樣的原理說明了實現(xiàn) B 如何改進實現(xiàn) A，如圖 1 所示。

圖 1 中的 R5 將反相輸入與 C1 和 C3 引入的相位滯后隔離開來。即使這些電容值發(fā)生變化，該電阻也有助于保持環(huán)路的穩(wěn)定性。如果 C1、C2 和 C3 的值足夠小，則實現(xiàn) A 不會總是變得不穩(wěn)定。事實上，運算放大器中已經存在與這些相同的電容器。

查看圖 9中的 TLV9002 運算放大器的數(shù)據(jù)表，可以看到有一個 5 pF 差分電容和一個 1.5 pF 共模電容。這些不是故意放置的;然而，它們是存在于輸入差分對柵極上的寄生電容。

圖 9數(shù)據(jù)表顯示了差分和共模電容的規(guī)格。

在運算放大器的輸入端直接添加外部濾波電容，會增加與現(xiàn)有寄生電容并聯(lián)的電容，并使其增大。這不一定會導致電路不穩(wěn)定，但仍會對相位裕度產生負面影響。

濾波電容作用

現(xiàn)在讓我們檢查濾波電容在多種實現(xiàn)中對電路相位裕度的影響。圖 10顯示了模擬電路。模擬是在 PSpice 中執(zhí)行的。該項目可以幫助模擬許多不同放大器實現(xiàn)中的穩(wěn)定性。

圖 10 TI 的 PSpice 對差分輸入電容器進行交流分析電路。

使用 PSpice for TI 中的 PARAM 塊可以輕松為組件分配變量值。具有變量值的組件用花括號 {} 表示，并在 PARAMETERS: 語句下分配。

圖 11和圖 12顯示了放大器反饋環(huán)路的波特圖和反饋環(huán)路的相位裕度。當 Cfilt_d 較小(10 pF)時，該電路的相位裕度為 88 度，高于建議的 45 度相位裕度。換句話說，該電路是穩(wěn)定的。

圖 11顯示了 10 pF 差分電容電路 (Cfilt_d = 10pF) 的波特圖。

圖 12這是圖 10 所示電路的計算相位裕度。

圖 13顯示了當 Cfilt_d 從 1 pF 增加到 100 nF 時該電路的相位裕度。相位裕度大幅下降并漸近于 0。當輸入端之間的電容約為 1 nF 時，該電路的相位裕度小于 45 度。

圖 13曲線標記了差分濾波電容增加時相位裕度的參數(shù)分析。

伯德圖和相位裕度

現(xiàn)在，讓我們分析一下圖 14中配置的用于開環(huán)交流分析的實施方案 A，并測量得到的相位裕度。

圖 14顯示了差分放大器實現(xiàn) A 的 PSpice 原理圖。

圖 15和圖 16顯示了反饋環(huán)路的波特圖和計算出的相位裕度。

圖 15顯示了圖 14 的 Bode 圖。

圖 16計算出的相位裕度如圖 15 中的波特圖所示。

方案 A 具有 75 nF 差分電容和 7.5 nF 共模電容，相位裕度為 –0.131 度，不穩(wěn)定。若要在方案 B 中創(chuàng)建等效電路，必須將 R2 和 R3 分成兩半(分成 R2 和 R8，以及 R3 和 R9)，并將 Cfilt_cm 和 Cfilt_d 加倍。將電阻值減半并將電容加倍可保持電路增益，同時將濾波器截止頻率保持在相同頻率。

圖 17使用實現(xiàn) B 來保留實現(xiàn) A 的功能。

圖 17顯示了差分放大器實現(xiàn) B 的 PSpice for TI 原理圖。

實施方案 B 具有一個 15 nF 的共模濾波電容和一個比共模電容大 10 倍(即 150 nF)的差分濾波電容。該電路的功能與實施方案 A 相同。將 Cfilt_d 設置為等于 Cfilt_cm 的 10 倍，只需掃描一個變量并保持 Cfilt_d 和 Cfilt_cm 的相對大小，即可更輕松地進行參數(shù)分析。

為了模擬濾波器頻率的移動，Cfilt_cm 的參數(shù)范圍從 1 pF 到 100 nF(Cfilt_d 的參數(shù)范圍從 10 pf 到 1 μF)。在最壞情況下，相位裕度永遠不會低于 70 度，即 300 pF。請注意，R8 必須足夠大，才能將反饋環(huán)路與濾波器電容隔離。

圖 18隨著共模濾波電容的增加，相位裕度的參數(shù)分析結果。

可以通過參數(shù)分析 R8 的最小可接受尺寸。保持輸入濾波器 RC 恒定，掃描 R8 和 R9 時的增益將獲得相等的比較，確保 R2 和 R8 的總和等于 1kΩ，并且 R2 和 C3 的乘積保持在 7.5e-6。這些規(guī)則保留了圖 17 中電路的相對尺寸。圖 19顯示了 R8 和 R9 越來越小的情況下相位裕度的圖表。