音頻功率放大器的溫度漂移補(bǔ)償

時(shí)間：2024-11-17 17:48:40

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[導(dǎo)讀]這不是直接耦合對(duì)應(yīng)部分的情況(圖 2)。它的下限截止頻率不受輸出的限制，因此前級(jí)的任何波動(dòng)都會(huì)引起DC值波動(dòng)，從而導(dǎo)致有直流電流流過(guò)負(fù)載(揚(yáng)聲器)。除了降低放大器的動(dòng)態(tài)范圍和 THD 之外，這也是為什么有時(shí)我們?cè)诖蜷_(kāi)或關(guān)閉分立音頻放大器時(shí)會(huì)聽(tīng)到“咔噠”噪音的原因。

本文介紹了一種補(bǔ)償直接耦合 AB 類音頻功率放大器輸出中的直流電壓漂移的技術(shù)。

直接耦合輸出的主要好處是改善低音響應(yīng)。由于該設(shè)計(jì)消除了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到顯著改善。

圖 1顯示了電容器耦合輸出，其中截止低頻由負(fù)載(通常為 8Ω)和電容器 Cc 決定。在此示例中，電容器 Cc 阻止輸出中可能出現(xiàn)的任何直流偏移。

圖1電容耦合輸出的截止低頻由負(fù)載、電容Cc和輸出網(wǎng)絡(luò)決定。

這不是直接耦合對(duì)應(yīng)部分的情況(圖 2)。它的下限截止頻率不受輸出的限制，因此前級(jí)的任何波動(dòng)都會(huì)引起DC值波動(dòng)，從而導(dǎo)致有直流電流流過(guò)負(fù)載(揚(yáng)聲器)。除了降低放大器的動(dòng)態(tài)范圍和 THD 之外，這也是為什么有時(shí)我們?cè)诖蜷_(kāi)或關(guān)閉分立音頻放大器時(shí)會(huì)聽(tīng)到“咔噠”噪音的原因。

圖 2直接耦合輸出的下限截止頻率不受輸出限制。

為了解決這個(gè)問(wèn)題，我們首先進(jìn)行深入分析，以了解分立雙極結(jié)型晶體管 (BJT) 音頻放大器的直流偏移背后的原因。接下來(lái)，我們將設(shè)計(jì)一種方法來(lái)消除或至少減輕這個(gè)問(wèn)題。

讓我們首先創(chuàng)建一個(gè)簡(jiǎn)單的放大器模型，包括主級(jí)。

圖 3這是放大器的簡(jiǎn)單模型。

顧名思義，VAS(電壓放大器級(jí))是放大來(lái)自輸入的信號(hào)的系統(tǒng)元件，通過(guò)驅(qū)動(dòng)級(jí)(通常是共發(fā)射極)驅(qū)動(dòng) AB 級(jí)。驅(qū)動(dòng)器連接到 AB 級(jí)，這是一個(gè)提供高電流增益的互補(bǔ)射極跟隨器。最后，負(fù)反饋環(huán)路影響VAS級(jí)的增益，使整個(gè)系統(tǒng)線性且穩(wěn)定。

VAS 級(jí)通常使用差分放大器架構(gòu)構(gòu)建，其中一側(cè)接收輸入信號(hào)，另一側(cè)接收負(fù)反饋信號(hào)。為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，讓我們用運(yùn)算放大器代替 VAS(只是為了說(shuō)明偏移問(wèn)題)，并從數(shù)學(xué)角度更深入地分析我們一直在討論的級(jí)與偏移之間的關(guān)系。

圖 4這個(gè) VAS 和驅(qū)動(dòng)器的簡(jiǎn)化模型將為我們提供有關(guān)輸出直流偏移的寶貴見(jiàn)解。

圖 4顯示了簡(jiǎn)化的 VAS 和驅(qū)動(dòng)程序。這個(gè)簡(jiǎn)單的模型將為我們提供有關(guān)輸出直流偏移的寶貴見(jiàn)解。 R1和R2形成局部負(fù)反饋，而Rf1和Rf2形成全局負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。驅(qū)動(dòng)器通常是共發(fā)射極級(jí)，產(chǎn)生負(fù)增益 -G。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，忽略 AB 級(jí)，因?yàn)閷?duì)于射極跟隨器來(lái)說(shuō)，電壓增益約為 -1。

VAS增益由R1和R2之間的關(guān)系決定，R2>>R1且V a1 =V a2 =V a。驅(qū)動(dòng)器增益非常高，因此整個(gè)放大器增益由Rf1和Rf2之間的關(guān)系決定：

(V in -V a )/R 1 = (V a -V o' )/R 2

V a = V o * R f2 /(R f2 +R f1 )

替換 V a并運(yùn)行我們得到：

V in = V o * [R f2 /(R f2 +R f1 ) * (R 1 +R 2 )/R 2 + R 1 /(G * R 2 )]

(R 1 +R 2 )/R 2 ? 1 R 1 /(G * R 2 ) ? 0

V o = V in * (R f2 +R f1 )/R f1 (1)

這并不是一個(gè)令人印象深刻的結(jié)論，因此讓我們分析一下 V o與驅(qū)動(dòng)器輸入端電壓 V o'之間的關(guān)系(輸入接地)：

V a1 = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) V a2 = V o * R f2 /(R f2 +R f1 ) V a1 = V a2

V o = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (2)

最后一個(gè)方程非常重要，因?yàn)樗@示了驅(qū)動(dòng)級(jí)的直流電壓與放大器的輸出直流電壓之間的關(guān)系，表明V o'的微小波動(dòng)會(huì)在V o中產(chǎn)生大的偏移。

如前所述，驅(qū)動(dòng)器級(jí)通常由一個(gè)簡(jiǎn)單的共發(fā)射極級(jí)(圖 1 中的 Q3)組成，并帶有一個(gè)小電阻器 (Rpol)，用于固定所需的基極到發(fā)射極電壓。該晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此該級(jí)的集電極電流在毫安范圍內(nèi)并不罕見(jiàn)。

讓我們暫時(shí)忘記溫度的影響，所以當(dāng)我們第一次打開(kāi)電路時(shí)，我們校準(zhǔn)VAS，使輸出直流電壓處于V CC和V EE的中間，即零伏。如果沒(méi)有施加信號(hào)，由于 AB 級(jí)是電壓跟隨器(公共集電極)，驅(qū)動(dòng)晶體管 Q3 保持大部分 V EE電壓 (V EE -V BE )，偏置電流 I Bias流過(guò) Q3 ，因此 Q3消耗的功率近似為：

P Q3 ? V EE * I偏差

該功率正在加熱 Q3，并且該熱量以 -2.2 mV/°C 的已知速率改變器件的 Vbe ，從而改變之前調(diào)整的輸出直流電壓。

如果晶體管開(kāi)始發(fā)熱，例如比環(huán)境溫度高 40°C，其 Vbe將下降大約 88 mV。

晶體管溫度升高時(shí)出現(xiàn)的較小 Vbe要求使得VAS 輸出端的V o' (之前解釋的電壓)相應(yīng)變化，從而在輸出端產(chǎn)生 DC 電壓漂移。

一個(gè)現(xiàn)實(shí)生活中的例子

圖 5中的電路說(shuō)明了到目前為止所解釋的內(nèi)容。

圖 5這是電路的一階實(shí)際實(shí)現(xiàn)。

為了保持低偏移，將 V o'設(shè)置為盡可能接近零是很方便的。這就是Rset的目的，它代表多圈微調(diào)器。

這里基極電壓與V o'之間的關(guān)系為：

V o ' = V base * (R pol +R set )/R pol

因此，基于基極-發(fā)射極電壓變化的輸出電壓漂移為：

V o = V base * (R pol +R set )/R pol * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (3)

通過(guò)這個(gè)方程，如果我們給組件賦值(取自真實(shí)的放大器)，我們可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)晶體管每°C變化時(shí)輸出電壓會(huì)發(fā)生多少變化，例如：

V o = -2.2mV/°C * (120+4K)/120 * 470/(15K+470) * (2K2+10K)/2K2

V o = -12.8 mV/°C

PQ3?24V * 5mA =0.12W

假設(shè) Q3 采用 TO92 封裝。在這種情況下，可以使用該封裝的結(jié)到環(huán)境熱阻來(lái)計(jì)算結(jié)溫增量：

Rθja = 200° C /W

Δ溫度= 200°C/W * 0.12W = 24°C

ΔVo = 24° C * (-12.8 mV/°C)

ΔVo = -305mV

總之，如果不應(yīng)用補(bǔ)償，輸出將漂移約 305 mV。這僅考慮晶體管的自熱效應(yīng)。如果環(huán)境溫度因任何原因升高，這種偏移可能會(huì)增加。

如何減輕這種影響

Q3 的基極-發(fā)射極電壓由 Rpol 固定，因此補(bǔ)償 V be電壓變化的一種方法是使 Rpol 以某種方式跟隨這種變化。這可以使用連接到晶體管的溫度相關(guān)電阻器(如熱敏電阻 Rpol)來(lái)實(shí)現(xiàn)。由于 Vbe變化率為負(fù)，因此熱敏電阻必須為 NTC。

我們來(lái)計(jì)算一下Rpol所需的熱系數(shù)：

I Rpol(可以認(rèn)為是常數(shù))流過(guò) Rpol，并且 V be等于 V Rpol：

R pol = V be /I Rpol

(dR pol )/(dV ) = 1/I Rpol

ΔR pol = 1/I Rpol * ΔV be

在我們的示例中，Rpol=120Ω，I Rpol =5.6mA，因此：

ΔR pol = 1/5.6mA * (- 2.2mV/(°C))

ΔR pol = -0.4 Ω/(°C)

我們需要找到一個(gè)在 25°C 時(shí)具有精確熱系數(shù)和電阻值的熱敏電阻。由于大多數(shù) NTC 熱敏電阻具有更高的溫度系數(shù)，這是不可能的，因此解決方案是將一個(gè)或多個(gè)更高值的熱敏電阻與 Rpol 并聯(lián)。

這是模擬熱敏電阻溫度依賴性的方程：

R th = R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) ,

其中Rth0是環(huán)境溫度下的熱敏電阻電阻(我們要計(jì)算的)，B是一個(gè)參數(shù)，通常為3400°K，T是絕對(duì)溫度，其中T 0是環(huán)境溫度，大約為298.16°K。

因此環(huán)境溫度下的斜率可以這樣計(jì)算：

(dR th )/dT = (-B * R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) /T 2 )

這是每°C 的電阻變化率：

(dR th )/dT = -38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)]

熱敏電阻與 Rpol 并聯(lián)：

右|| = (R th * R pol )/(R th *R pol ),

和：

dR || /dR th = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2

這樣我們就可以得到并聯(lián)電阻的變化：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * ΔR th

并替換為每 °C 的熱敏電阻電阻增量：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

我們現(xiàn)在可以計(jì)算我們正在分析的示例的 Rth0：

-0.4 Ω/(°C) = 120 2 /(R th0 * 120) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

Rth0 = 1.12KΩ

為了實(shí)用起見(jiàn)，熱敏電阻的值可以舍入為1.2KΩ。

注意事項(xiàng)

熱敏電阻應(yīng)比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度將等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也將降低熱慣性，使系統(tǒng)更快地達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。應(yīng)使用熱粘合劑將熱敏電阻固定到晶體管外殼上。

測(cè)試這個(gè)概念

為了確定這個(gè)概念對(duì)電路現(xiàn)實(shí)世界行為建模的準(zhǔn)確程度，我構(gòu)建了一個(gè)測(cè)試電路。由于沒(méi)有 1.2KΩ 熱敏電阻 (NTC 0402)，因此我并聯(lián)了 8 個(gè) 10KΩ 熱敏電阻 (0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖 6)，以產(chǎn)生非常相似的值 (1250Ω)。請(qǐng)注意，并聯(lián)熱敏電阻不會(huì)改變我們計(jì)算的溫度系數(shù)。