前言
單級隔離轉(zhuǎn)換器，如雙向capacitor-inductor-inductor-inductor-capacitor(CLLLC)，是儲能系統(tǒng)(ESSs)中一種流行的轉(zhuǎn)換器類型，以節(jié)省系統(tǒng)成本和提高功率密度。CLLLC的增益曲線較平坦，但當(dāng)開關(guān)頻率(f s)高于串聯(lián)諧振頻率(f r)時，增益曲線將不希望地平坦。變壓器和mosfet的寄生電容也會顯著影響變頻器的增益[1 ]，從而導(dǎo)致變頻器的輸出電壓失控。在這個功率提示中，我將介紹一種CLLLC控制算法和一種同步整流器(SR)控制方法來消除這種非線性，使用一個3.6kw的原型轉(zhuǎn)換器來驗證其性能。圖1是一個住宅ESS的方框圖。
圖1具有雙向功率因數(shù)校正(PFC)/逆變器、雙向直流/直流轉(zhuǎn)換器和最大功率點跟蹤(MPPT)的住宅ESS方框圖。
在控制階段的設(shè)計注意事項
圖2顯示了帶有寄生電容的全橋CLLLC諧振轉(zhuǎn)換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由對稱諧振罐和全橋結(jié)構(gòu)組成。
圖2：帶有寄生電容器的全橋式CLLLC轉(zhuǎn)換器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
圖3顯示了CLLLC的理想增益曲線。與LLC轉(zhuǎn)換器類似，變頻控制是一種流行的CLLLC諧振轉(zhuǎn)換器的控制方案。
圖3使用變頻控制的理想CLLLC增益曲線。
如前所述，當(dāng)fs超過fr時，增益曲線為平坦。此外，隨著功率水平的增加，轉(zhuǎn)換器需要在電池側(cè)并行更多的FET來處理更多的電流，這意味著輸出全橋FET上的輸出電容(C oss)將非常大?？紤]變壓器纏繞電容和C oss的寄生參數(shù)，高頻非單調(diào)增益曲線嚴(yán)重，符合光載條件，如圖4所示。
圖4考慮變壓器繞組間電容和C oss等寄生參數(shù)的CLLLC增益曲線。
在這種情況下，頻率控制是無用的。冰杯模式是解決CLLLC諧振轉(zhuǎn)換器非單調(diào)特性的一種流行方法，但這種方法不適用于電池應(yīng)用，因為當(dāng)電池電壓較低時，轉(zhuǎn)換器需要提供高電流。脈寬調(diào)制(PWM)和相移控制可以解決這一問題，但PWM控制將使晶體管在硬切換狀態(tài)下工作，從而降低了效率，限制了工作頻率。因此，相移控制是一個更好的選擇。
控制邏輯
圖5為頻率和相移混合控制方案圖。啟動時電池電壓較低，因此變頻器需要用低充電電流軟啟動，以限制大電流峰值，延長電池壽命。如果諧振電感值或頻率不夠高，從高頻軟啟動是有限的。當(dāng)電池充電到接近滿容量時，它會以小電流滴充電并保持恒定電壓。這兩種情況都對應(yīng)于轉(zhuǎn)換器的輕負(fù)載條件。在輕負(fù)載下，由于寄生電容，輸出電壓往往會上升，根據(jù)之前的分析，最終可能失去調(diào)節(jié);相移控制可以幫助調(diào)節(jié)這種狀態(tài)下的輸出電壓?？刂破鞯挠嬎憬Y(jié)果決定了轉(zhuǎn)換器是否需要進(jìn)入相移模式。
圖5：不同電荷狀態(tài)下的控制方案。注意，啟動時電池電壓較低，所以轉(zhuǎn)換器需要用低充電電流軟啟動，以限制大電流峰值，延長電池壽命。
圖6顯示了頻率和相移之間的調(diào)制開關(guān)。當(dāng)負(fù)載降低時，頻率就會增加，以調(diào)節(jié)輸出電壓。如果計算出的最大頻率高于設(shè)定值，變換器就進(jìn)入了相移調(diào)制，然后當(dāng)負(fù)載增加時，相移角就會減小，以調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)相移角減小到零時，轉(zhuǎn)換器將再次進(jìn)入頻率模式。
圖6在頻率和相移模式之間的控制方案。當(dāng)負(fù)載減小且相移角為零時，頻率將增加，以調(diào)節(jié)輸出電壓(頻率模式)。如果最大頻率高于設(shè)定值，則移相角度減小以調(diào)節(jié)輸出電壓(移相模式)。
由寄生電容引起的問題
MOSFET的C oss在相移模式下也有這種效應(yīng);罐電流會隨這些電容器振蕩，如圖7所示。
圖7開環(huán)時移相模式下的儲罐電流波形。
圖8繪制了一個有和不考慮MOSFET C oss的CLLLC轉(zhuǎn)換器的增益比較。由圖可知，增益曲線將會有波動。在這種情況下，控制器可能會在閉環(huán)控制下將相移角調(diào)整到錯誤的方向，從而產(chǎn)生較大的電流峰值。
圖8有和沒有C OSS的相移模式下的增益曲線。
增益問題的求解方法
為了消除增益的非單調(diào)性，采用如圖9所示的SR控制可以解決這個問題。在儲罐電流振蕩期間，同時打開兩個上或兩個下SR開關(guān)將暫時縮短變壓器的二次側(cè)繞組，這樣C oss就不會涉及諧振器。
圖9提出了SR控制方案來消除增益的非單調(diào)性。
圖10為測試結(jié)果，與圖8相比無振蕩。
圖10該控制方案在相移模式下的增益曲線。
試驗結(jié)果
一個原型使用這種控制方案來驗證性能。圖11顯示了軟啟動波形，圖12顯示了該控制方案在相移模式下的儲罐電流波形。
圖11在750 W的輸出功率下的相移軟啟動。
圖12該方案在相移模式下的儲槽電流波形。
圖13和圖14為頻率/相移調(diào)制開關(guān)測試。從測試波形來看，啟動電流限制在28 A以內(nèi)，輸出功率為750 W。儲罐電流沒有振蕩，轉(zhuǎn)換器可以在不同的工作條件下平滑地改變調(diào)制。
圖13移相調(diào)頻開關(guān)：5-A負(fù)載的頻率模式。
圖14移相和調(diào)頻開關(guān)：具有1-A負(fù)載的移相模式。
結(jié)論
所提出的頻率和相移混合控制方案限制了啟動階段的涌入電流，并使增益在輕負(fù)荷條件下呈線性變化。該變換器可以在調(diào)頻和調(diào)相之間平穩(wěn)切換。此外，相移控制還引入了非單調(diào)增益問題，使在具有大C OSS的設(shè)計中電流振蕩。所提出的SR控制方法可以幫助解決電流振蕩問題，使增益單調(diào)。
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