將 FET 用于電壓控制電路的指南，第 3 部分

如果我們將前面圖 3 至圖 17 中任何一個(gè)中的電位器 VR1 替換為交流信號(hào)加直流偏置信號(hào)，壓控衰減器就可以變成幅度調(diào)制器電路。例如，在圖 15(P 溝道 MOSFET)中，如果輸入信號(hào) Vin 是高頻載波信號(hào)和 VR1 的信號(hào) Vcont 替換為負(fù)直流偏置信號(hào)加低頻正弦波信號(hào)，則輸出信號(hào) Vout 將具有如圖18所示的調(diào)幅載波信號(hào)。

注：圖 18、圖 19、圖 20 和圖 22 中縱軸表示幅度，橫軸表示時(shí)間。

圖 18 調(diào)幅(高頻)載波信號(hào)及其低頻正弦波調(diào)制信號(hào)。

在圖 15 中，使用 P 溝道 MOSFET，當(dāng)柵極電壓接近 0 伏時(shí)，漏源電阻增加，從而允許壓控衰減器將輸入信號(hào)以最小的衰減傳遞到其輸出。請(qǐng)注意，在正弦波的正峰值中，幅度調(diào)制信號(hào)處于其最大幅度。

相反，如果 P 溝道 MOSFET 的柵極電壓變得更負(fù)，則漏極和源極之間的導(dǎo)通更大或電阻更小。因此，存在最大衰減，導(dǎo)致輸出處的調(diào)幅信號(hào)最小。現(xiàn)在觀察到，當(dāng)?shù)皖l正弦波處于其負(fù)峰值時(shí)，調(diào)幅信號(hào)處于最小值。

另外，[1+m(t)]≥0，使得cos(2πft)乘以非負(fù)標(biāo)量或數(shù)字，以確保高頻載波信號(hào)不存在相位反轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)。

例如，標(biāo)準(zhǔn)廣播幅度調(diào)制信號(hào)如圖 18所示 ，其中高頻載波信號(hào)始終具有類似于低頻調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)。

就幅度調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)類型而言，還有其他應(yīng)用。其中包括顫音的音樂(lè)搖擺效果，以及用于音頻幅度壓縮的自動(dòng)增益控制放大器(不要與通過(guò)壓縮算法降低數(shù)據(jù)速率相混淆)。

現(xiàn)在我們來(lái)看看另一種調(diào)幅器，其特點(diǎn)是“純”乘法。

[ m(t) ] cos( 2πft ) = 雙邊帶抑制載波信號(hào) (13)

圖 19 顯示了倍增載波信號(hào)或雙邊帶抑制載波幅度調(diào)制信號(hào)的樣子。

圖 19倍頻載波信號(hào)及其下方的調(diào)制正弦波。

請(qǐng)注意，相乘的載波信號(hào)并不完全具有如圖 18 所示的可識(shí)別包絡(luò)。圖 20 進(jìn)一步顯示了載波信號(hào)相位的關(guān)系。

圖 20恒定幅度載波信號(hào)位于乘法載波信號(hào)上方，并疊加了調(diào)制低頻正弦波。

如果您非常仔細(xì)地注意到，當(dāng)?shù)皖l調(diào)制信號(hào)處于負(fù)周期時(shí)，高頻調(diào)制載波信號(hào)的相位會(huì)發(fā)生反轉(zhuǎn)。在原點(diǎn)軸上，我們看到調(diào)制信號(hào)處于正周期，并且調(diào)幅波形與上面的載波信號(hào)同相。

制作模擬乘法器電路比基本標(biāo)準(zhǔn)幅度調(diào)制器電路(如圖 15所示)復(fù)雜一些，該電路包括帶有 Vcont 交流調(diào)制信號(hào)的直流偏置電壓。模擬乘法器電路通常需要兩個(gè)帶有扭曲的基本標(biāo)準(zhǔn)調(diào)制器電路……第二個(gè)電路需要其載波和調(diào)制信號(hào)的反轉(zhuǎn)。

讓我們看看這是如何完成的：

[ 1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信號(hào)#1

對(duì)于第二個(gè) AM 信號(hào)，讓我們反轉(zhuǎn) m(t) 和載波信號(hào) cos( 2πft ) 的相位，這樣：

[ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft ) = AM 信號(hào) #2 ，但這等效于：

[ -1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信號(hào)#2

現(xiàn)在讓我們添加兩個(gè)信號(hào)：

AM 信號(hào)#1 + AM 信號(hào)#2 = [ 1 + m(t) ]cos( 2πft ) + [ -1 + m(t) ] cos( 2πft )

= [ 1 + m(t) + -1 + m(t)] cos( 2πft )

AM 信號(hào)#1 + AM 信號(hào)#2 = [ 2m(t)] cos( 2πft ) ]

從上面可知，當(dāng) AM 信號(hào) #1 和 AM 信號(hào) #2 相加時(shí)，我們現(xiàn)在有了一個(gè)乘法器函數(shù)或電路。圖 21 顯示了兩個(gè)“標(biāo)準(zhǔn)”AM 電路相加形成乘法器電路的示例。

圖 21 使用雙 N 通道 JFET 生成 AM 雙邊帶抑制載波信號(hào)的示例乘法器電路。

在圖21中，AM信號(hào)#1由(N溝道JFET)壓控電阻器Q1A和放大器U1B實(shí)現(xiàn)。當(dāng) Vmod 處于正峰值時(shí)，Q1A 的漏源電阻 (Rds_Q1A) 低于 Vmod 處于負(fù)峰值時(shí)的漏源電阻 (Rds_Q1A)。因?yàn)?R13>> Rds_Q1A，U1B 的閉環(huán)增益 = 1 + R12/Rds_Q1A，我們看到當(dāng)調(diào)制信號(hào)增加時(shí)，載波信號(hào)的增益增加，反之亦然。 U1B 引腳 7 的信號(hào)輸出提供 AM 信號(hào)#1。

為了實(shí)現(xiàn) AM 信號(hào)#2，我們需要反轉(zhuǎn) Vmod 和 V Carrier 信號(hào)。這是通過(guò)反相放大器 U1A 和 U2A 完成的。 U1A 通過(guò)連接至放大器 U2B 的壓控電阻器 Q1B 將 Vmod 反相至第二調(diào)制器。隨著反相的 V載波信號(hào)進(jìn)入 U2B 的非反相輸入端子，我們可以從 U2B 的輸出端子引腳 7 獲得 AM 信號(hào) #2。另請(qǐng)注意，R7>> Rds_Q1B。

來(lái)自兩個(gè)調(diào)制器的 AM 信號(hào)被匯總到 VR2 中，從而可以精確匹配電平以消除載波信號(hào)。要執(zhí)行此操作，請(qǐng)關(guān)閉 Vmod，同時(shí) V Carrier 信號(hào)仍然打開。調(diào)整 VR2 直至載波在 Vout 處達(dá)到最小值。放大器 U3A 的增益為 2，以補(bǔ)償在 VR2 處對(duì)兩個(gè)信號(hào)求和時(shí)的損耗。

VR1 設(shè)置 FET 的偏置電壓。在此使用 LSK489 的示例中，偏置電壓設(shè)置為 ?3.25 伏直流電，但您可以嘗試其他偏置設(shè)置。此外，典型的 Vcarrier 信號(hào)電平在 200 mV 峰峰值范圍內(nèi)，典型的 Vmod 最大電平約為 550 mV 峰峰值。

對(duì)于 TL082 運(yùn)算放大器，載波頻率應(yīng)為

如果使用更高的載波頻率，運(yùn)放可以改為高速運(yùn)放，例如 AD827 或 LT1632。但在使用高頻電路時(shí)要小心布局。圖 22 顯示了 Vmod 和 Vout，其中 Vcarrier ~ 200 mV 峰峰值，Vmod ~ 180 mV 峰峰值。

圖 22 圖 21 中的 Vmod 和 Vout 波形。

FET 還可以配置為有源乘法器。 JFET 或 MOSFET 可用于構(gòu)建模擬平衡乘法器。例如，圖 23 本質(zhì)上是雙極晶體管 MC1496 乘法器的 MOSFET 版本。

圖 23 MC1496 平衡混頻器電路的 FET 版本。

該電路包括用于上差分對(duì) U1A、U1D 和 U1B、U1C 的匹配四 DMOS 晶體管。第二組匹配的 DMOS 晶體管與 U2A 和 U2D 形成另一個(gè)差分對(duì)。最后，我們有一個(gè)恒流源 Q1，其偏置為約 10 mA DC，R14(100Ω)上的電壓約為 1 V DC。注意：電源電壓可能為 +/- 9 伏。

當(dāng)混頻器的輸出經(jīng)過(guò)帶通濾波以提供中頻 (IF) 信號(hào)時(shí)，在射頻 (RF) 應(yīng)用中使用 FET 作為模擬乘法器具有一些優(yōu)勢(shì)。一些優(yōu)點(diǎn)是：

1) Vin1 和 Vin2 輸入端均為高阻抗。這允許使用具有更高“升壓”比的射頻匹配網(wǎng)絡(luò)。

2) 與雙極晶體管相比，F(xiàn)ET 在發(fā)生限制之前具有更高的動(dòng)態(tài)范圍。

3) 對(duì)外部噪聲的敏感性較低。

4) 對(duì)于SD5000等DMOS晶體管，由于其柵漏電容較低，更重要的是輸入電容較低，因此高頻串?dāng)_得以最小化。

本地反饋電阻器 R9 和 R10 降低了底部對(duì)差分放大器 Q2A 和 Q2D 的失真。典型的 R9 = R10 值范圍為 0Ω 至 1KΩ。

為了理解這個(gè)電路，我們可以將其分成兩個(gè) AM 調(diào)制器。第一個(gè) AM 調(diào)制器包括 U2A、U1A 和 U1D。第二個(gè) AM 調(diào)制器具有 U2D、U1B 和 U1C。

在乘法器電路的常見配置中，圖 23 將 Vin2 作為調(diào)制信號(hào)，將 Vin1 作為載波信號(hào)。

我們想要展示有兩個(gè) AM 調(diào)制器，其中第二個(gè)具有反相調(diào)制和載波信號(hào)。原因是我們已經(jīng)證明：

AM 信號(hào)#1 + AM 信號(hào)#2 = [1 + m(t)]cos( 2πft ) + [ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft )

AM 信號(hào)#1 + AM 信號(hào)#2 = 2[m(t)]cos( 2πft )

對(duì)于具有 U2A、U1A 和 U1D 的第一個(gè)調(diào)制器(底部 MOSFET)，U2A 從 U2A 的漏極提供同相信號(hào)電流。也就是說(shuō)，如果 Vin2 變?yōu)檎祷蛟黾?，U2A 的漏極電流也會(huì)增加。現(xiàn)在觀察當(dāng) Vin1 增加時(shí) U1A 的漏極電流增加。因此，就漏極電流而言，U2A 和 U1A 的漏極電流分別與 Vin2 和 Vin1 同相。

現(xiàn)在讓我們看看第二個(gè)調(diào)制器的漏極電流 U2D 和 U1B(以 Vin2 和 Vin1 表示)。請(qǐng)注意，U1B 和 U1A 的漏極相加或連接在一起以形成 Vout 的輸出電流。如果我們首先觀察 U1B，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)它形成了一個(gè)差分對(duì) U1B 和 U1C，與相對(duì)于 Vin1 的 U1A 和 U1D 的極性相反。即U1B的柵極通過(guò)R5和C4接地。換句話說(shuō)，當(dāng) Vin1 增加時(shí)，它會(huì)導(dǎo)致 U1C 的柵極至源極電壓 ( Vgs ) 增加或變得更正。然后，U1C 的漏極電流增加，但由于 U1B 的源極連接到 U1C 的源極(變?yōu)檎?，因此 U1B 將開始關(guān)斷。這意味著當(dāng) Vin1 增加時(shí)，U1B 的電流減少。

類似地，底部 MOSFET U2A 和 U2D 的漏極電流以互補(bǔ)方式工作。 Q1 的集電極提供恒定電流，該電流等于 Q2A 和 Q2D 漏極電流之和。因此，這意味著如果一個(gè)漏極電流增加，另一個(gè)漏極電流就會(huì)減少。例如，如果 Q1 集電極電流為 10 mA，則當(dāng) Vin2 = 0(無(wú)信號(hào)條件)時(shí)，U2A 和 U2D 的漏極電流均為 5 mA?，F(xiàn)在假設(shè) U2A 的漏極電流增加到 7 mA，然后 U2D 的漏極電流減少到 3 mA，因?yàn)閮蓚€(gè)漏極電流的總和恒定為 10 mA。因此，相對(duì)于 Vin2 的增加，U2D 的漏極電流正在減少。

相對(duì)于Vin2和Vin1，與第一調(diào)制器相比，第二調(diào)制器與其來(lái)自U2D和U1B的相應(yīng)漏極電流具有相反的相位關(guān)系。

因此，我們確實(shí)有兩個(gè) AM 調(diào)制器，其中第二個(gè)滿足為調(diào)制器和載波信號(hào)輸入 Vin2 和 Vin1 提供相反相位的約束。將兩個(gè)調(diào)制器的漏極電流相加或相加后，Vout 與負(fù)載電阻器 R4 提供的電壓包括 Vin1 和 Vin2 的乘積。

VGA 通過(guò)降低漏源電壓

如果我們仔細(xì)觀察 FET 的特征漏極電流與漏極至源極電壓的關(guān)系曲線，我們會(huì)注意到跨導(dǎo)ΔID/ΔVGS隨著漏極至源極電壓的降低而下降。請(qǐng)參見圖 24， 其中柵源電壓的變化ΔVGS是固定的，但漏極電流的變化ΔID根據(jù)漏源電壓而變化。

圖 24 FET 的 IV 特性，其中 VDS 越小，漏極電流 ΔID 的變化越小(如 VDS1 和 VDS2 上方的粗垂直段與 VDS3 和 VDS4 上方的垂直段相比)，柵源電壓變化相同。

帶VDS1

跨導(dǎo) = ΔID/ΔVGS

我們可以看到，隨著漏源電壓，VDS → 0，ΔID 也 → 0。這導(dǎo)致

跨導(dǎo) = ΔID/ΔVGS → 0。

因此，如果我們可以改變漏源電壓，那么我們就可以改變與增益相關(guān)的跨導(dǎo)。

制作壓控放大器的一種方法是將漏極耦合到低阻抗點(diǎn)，例如互阻運(yùn)算放大器的反相輸入。通過(guò)調(diào)整運(yùn)算放大器同相輸入端的控制電壓，漏極電壓會(huì)相應(yīng)變化(圖 25)。

圖 25 通過(guò)改變 U1A 漏極電壓的壓控放大器。

VR1 調(diào)節(jié)運(yùn)算放大器 U2A 同相輸入端的控制電壓。由于 U2A 反相輸入端的(控制)電壓大致相同，因此漏極電壓跟隨控制電壓。通過(guò)改變 U1A 漏極的控制電壓，其跨導(dǎo)會(huì)發(fā)生變化，從而改變?cè)鲆娴拇笮?，| Vout / Vin |。

對(duì)于圖 25所示的增強(qiáng)型 FET ，柵極至源極電壓為正向偏置，因此源極電壓高于地電壓。要關(guān)閉增益，我們只需設(shè)置 VR1 滑塊上的電壓以匹配源電壓。通常，該電壓約為 +0.5 伏至 + 2.5 伏，具體取決于 FET。

圖 25 的優(yōu)點(diǎn)是不存在米勒乘數(shù)電容效應(yīng)，因?yàn)?U1A 的漏極通過(guò) U2A 的 (-) 輸入端子耦合到虛擬交流接地。

為了獲得更高的頻率性能，我們可以使用相同的原理并構(gòu)建如圖 26所示的共源共柵電路。

圖 26 具有增強(qiáng)型 FET 的共源共柵壓控放大器。

我們的電路本質(zhì)上是相同的，但用第二個(gè) FET U1B(一個(gè)共柵放大器)替換了運(yùn)算放大器。由于U1B源極的輸入電阻較低(例如1/g m_U1B)，因此U1A漏極的電壓接近恒定電壓。您還可以看到 U1B 的柵極電壓源極隨后進(jìn)入 U1A 的漏極。

可選電阻器 R 可選，連接到 U1B 的源極，以確保其始終開啟。實(shí)際值可能有所不同，但 U1B 的靜態(tài)源電流約為 1 mA 是一個(gè)起點(diǎn)。

由于該電路是共源共柵放大器，因此米勒電容倍增器效應(yīng)被最小化，并且該電路非常適合射頻應(yīng)用。例如，它可以用作射頻自動(dòng)或手動(dòng)增益放大器的一部分。而且，可以級(jí)聯(lián)其中多個(gè)。

VR1可以用AGC(自動(dòng)增益控制)電壓源代替。如果需要更快的 AGC 動(dòng)作，C4 可以具有較低的值，例如 0.1 uf。

現(xiàn)在讓我們看看圖 27中的 JFET 方法。

圖 27 共源共柵 JFET VCA

由于 JFET 是耗盡型器件，因此即使 Q1B 的柵極電壓為零，也可能無(wú)法將增益降至零。原因是 Q1B 的源極電壓相對(duì)于其柵極電壓本質(zhì)上是正電壓。結(jié)果，控制范圍可能僅被限制在大約20dB或30dB，這并不能完全將增益減小到零。回想一下，Q1B 的源極電壓必須足夠低，以便 Q1A 的漏極至源極電壓為零伏，從而實(shí)現(xiàn)零增益。

為了更好地確保增益可以降至零，Q1B 可以用增強(qiáng)型 MOSFET 或雙極器件(例如 2N4124，其中 Q1B 的基極 → 柵極、發(fā)射極 → 源極和集電極 → 漏極)替代。

然而，如果使用 JFET，則可以添加一個(gè)電平轉(zhuǎn)換電壓源(如圖28所示 )，以確保當(dāng) VR1 調(diào)整為低電壓時(shí)，底部 JFET Q1A 的漏極和源極電壓為零。

圖28 LED1提供了直流電平轉(zhuǎn)換電壓源，以確保增益可以降至零。

通過(guò) LED1 將正偏置電壓添加到 Q1A 的源極電阻器 R2，Q1A 以地為參考的漏極和源極電壓就會(huì)上移。例如，如果 R2 兩端的電壓降約為 1 伏，則假設(shè)藍(lán)色或白色 LED 在約 2.7 伏時(shí)開啟，Q1A 的源電壓約為 3.7 伏。這意味著如果 Q1A 的漏極電壓設(shè)置為 3.7 伏，增益將為零。

現(xiàn)在，我們可以更輕松地將 Q1B 的源極電壓設(shè)置為 +3.7 伏，從而使 Q1A 的漏極至源極電壓 → 0 伏。