如何降低 PFC 的 THD

總諧波失真 (THD) 是信號(hào)中存在的諧波失真，定義為一組高次諧波頻率的均方根 (RMS) 幅度與一次諧波或基頻的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：

其中V n是第 n次諧波的 RMS 值， V 1是基波分量的 RMS 值。

在電力系統(tǒng)中，這些諧波可能會(huì)導(dǎo)致電話傳輸干擾和導(dǎo)體老化等問題。因此，控制總THD非常重要。較低的 THD 意味著較低的峰值電流、較少的發(fā)熱、較低的電磁輻射以及較低的電機(jī)鐵芯損耗。

降低 THD 需要功率因數(shù)校正 (PFC)，這對(duì)于輸入功率大于 75 W 的 AC/DC 電源是必需的。PFC 強(qiáng)制輸入電流跟隨輸入電壓，以便電子負(fù)載繪制正弦電流波形，包含最小的諧波。

THD 要求變得更加嚴(yán)格，尤其是在服務(wù)器應(yīng)用中。模塊化硬件系統(tǒng)通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)范 [1] 定義了整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)非常嚴(yán)格的 THD 要求，如表 1所示。這比之前的 CRPS THD 規(guī)范要嚴(yán)格得多。

表 1 M-CRPS THD 規(guī)范。

滿足如此嚴(yán)格的 THD 規(guī)范對(duì)于 PFC 設(shè)計(jì)來說是一個(gè)巨大的挑戰(zhàn)，而傳統(tǒng)的環(huán)路調(diào)諧可能還不夠。在本文中，我將建議一些額外的方法來幫助減少 THD。

確保感應(yīng)到的信號(hào)干凈

PFC 控制器感測(cè)交流輸入電壓、電感電流和 PFC 輸出電壓。這些感測(cè)到的信號(hào)需要干凈;否則會(huì)影響THD。例如，由于交流輸入電壓信號(hào)生成正弦電流基準(zhǔn)，因此感測(cè)信號(hào)上的任何尖峰都會(huì)導(dǎo)致電流基準(zhǔn)失真并影響 THD。

盡管輸出電壓 (V OUT ) 信號(hào)不用于生成電流基準(zhǔn)，但它可能會(huì)影響 THD，因?yàn)?V OUT上的尖峰會(huì)在電壓環(huán)路輸出上引起紋波，從而影響電流環(huán)路基準(zhǔn)并最終影響 THD。如果尖峰的幅度足夠大，它可能會(huì)觸發(fā)電壓環(huán)路非線性增益，從而顯著提高 THD。

一種常見的做法是將去耦電容器靠近控制器的檢測(cè)引腳。您必須仔細(xì)選擇電容，這樣才能有效降低噪聲，但不會(huì)造成太多延遲。使用數(shù)字無限脈沖響應(yīng)濾波器來處理感測(cè)到的V OUT信號(hào)將進(jìn)一步降低噪聲;由于 PFC 電壓環(huán)路較慢，因此該數(shù)字濾波器造成的額外延遲是可以接受的。

然而，對(duì)于交流電壓感測(cè)，不建議添加數(shù)字濾波器，因?yàn)樗鼤?huì)導(dǎo)致電流基準(zhǔn)延遲。在這種情況下，您可以使用固件鎖相環(huán) (PLL) 生成與交流電壓同相的內(nèi)部正弦波信號(hào)，然后使用生成的正弦波信號(hào)來調(diào)制電流參考。由于 PLL 生成的正弦波是干凈的，因此即使感測(cè)到的交流電壓上存在一些噪聲，電流環(huán)路基準(zhǔn)也將是干凈的。

減少交流過零時(shí)的電流尖峰

交流過零處的電流尖峰是圖騰柱無橋 PFC 的固有問題。這些尖峰可能非常大，以至于無法通過 M-CRPS THD 規(guī)范。我分析了這些尖峰的根本原因 [2]，并指出脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 軟啟動(dòng)算法(如圖 1所示)將有效地減少這些尖峰。

圖 1交流過零的柵極信號(hào)時(shí)序。

在該解決方案中，當(dāng)交流過零后V AC從負(fù)周期變?yōu)檎芷跁r(shí)，有源開關(guān)Q4 首先以非常小的脈沖寬度導(dǎo)通，然后逐漸增加到控制環(huán)路產(chǎn)生的占空比(D)。 Q4 上的軟啟動(dòng)逐漸將開關(guān)節(jié)點(diǎn)漏源電壓 (V DS ) 放電至零。一旦Q4的軟啟動(dòng)完成，同步晶體管Q3開始導(dǎo)通。它以微小的脈沖寬度開始，然后逐漸增加，直到脈沖寬度達(dá)到 1-D。當(dāng)Q4軟啟動(dòng)完成、Q3軟啟動(dòng)開始時(shí)，低頻開關(guān)Q2導(dǎo)通。

過零檢測(cè)可能會(huì)被噪聲觸發(fā)。為了安全起見，在半個(gè)交流周期結(jié)束時(shí)，關(guān)閉所有開關(guān)。這會(huì)留下一個(gè)小的死區(qū)，以防止輸入交流短路。從交流正循環(huán)到負(fù)循環(huán)的轉(zhuǎn)變是相同的。圖2顯示了測(cè)試結(jié)果。

圖 2不帶 PWM 軟啟動(dòng)和帶 PWM 軟啟動(dòng)的電流波形：傳統(tǒng)控制方法 (a) 和 PWM 軟啟動(dòng) (b)。

減少電壓環(huán)路效應(yīng)

電壓環(huán)路輸出上的雙線頻率紋波會(huì)影響電流基準(zhǔn)，從而影響 THD。為了盡可能減少這種頻率紋波效應(yīng)，同時(shí)不犧牲負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，您可以在 V OUT感測(cè)信號(hào)和電壓環(huán)路之間添加一個(gè)數(shù)字陷波(帶阻)濾波器。該陷波濾波器可以有效衰減雙線頻率紋波，同時(shí)仍然通過所有其他頻率信號(hào)，包括負(fù)載瞬態(tài)引起的V OUT突然變化。負(fù)載瞬態(tài)不會(huì)受到影響。

另一種方法是在交流過零情況下感測(cè) V OUT 。由于交流過零時(shí)刻 Vout_zc(t) 處的 V OUT值等于其平均值，并且在穩(wěn)態(tài)下是一個(gè)“常數(shù)”，因此它是電壓環(huán)控制的完美反饋信號(hào)。為了處理負(fù)載瞬態(tài)，請(qǐng)使用以下電壓環(huán)控制律：

If ((Vref – Vout(t) < 閾值)

{

誤差 = Vref – Vout_zc(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp, Ki);

}

Else

{

誤差 = Vref – Vout(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error , Kp_nl, Ki_nl)

;

如果瞬時(shí) V OUT誤差較小，則使用交流過零時(shí)刻 Vout_zc(t) 處的V OUT值和較小的比例積分 (PI) 環(huán)路增益 Kp、Ki 作為電壓環(huán)路補(bǔ)償器 Gv。當(dāng)負(fù)載瞬變發(fā)生導(dǎo)致瞬時(shí) V OUT誤差大于閾值時(shí)，使用瞬時(shí) Vout(t) 值和 Gv 的 PI 環(huán)路增益 Kp_nl、Ki_nl 快速使 V OUT回到其標(biāo)稱值。

過采樣

PFC 電感電流在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)為具有 DC 偏移的鋸齒波;然后電流進(jìn)入信號(hào)調(diào)節(jié)電路(例如運(yùn)算放大器)以使信號(hào)適合 PFC 控制電路。然而，該信號(hào)調(diào)節(jié)電路無法對(duì)輸入電流紋波提供足夠的衰減。電流紋波仍然出現(xiàn)在放大器的輸出端。如果該信號(hào)在每個(gè)開關(guān)周期中僅采樣一次，則不存在完美的、固定的位置來使該信號(hào)始終代表平均電流。因此，使用單個(gè)樣本很難獲得良好的 THD。

為了獲得更準(zhǔn)確的反饋信號(hào)，我建議采用過采樣機(jī)制。圖 3顯示，可以在每個(gè)開關(guān)周期對(duì)電流反饋信號(hào)均勻采樣八次，對(duì)結(jié)果進(jìn)行平均，然后將其發(fā)送到控制環(huán)路。這種過采樣有效地平均了電流紋波，使得測(cè)量的電流信號(hào)更接近平均電流值。此外，控制器對(duì)噪聲(信號(hào)噪聲和測(cè)量噪聲)變得不那么敏感。過采樣是減少電流波形失真的最有效方法之一。

圖 3每個(gè)開關(guān)周期過采樣八次。

占空比前饋

占空比前饋控制[3]的基本思想是預(yù)先計(jì)算占空比，然后將該占空比添加到反饋控制器。對(duì)于在連續(xù)導(dǎo)通模式下運(yùn)行的升壓拓?fù)?，公?2 給出的占空比 (d FF ) 為：

這種占空比模式有效地產(chǎn)生開關(guān)兩端的電壓，其在開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器圍繞該計(jì)算出的占空比模式改變占空比。

圖 4描述了最終的控制方案。使用公式 2 計(jì)算 d FF后，將其添加到傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 (d I )。然后，您可以使用最終占空比 (d) 生成 PWM 波形來控制 PFC。

圖 4具有 d FF 的平均電流模式控制。

由于大部分占空比是由占空比前饋生成的，因此控制環(huán)路僅稍微調(diào)整計(jì)算出的占空比。該技術(shù)有助于改善控制器環(huán)路帶寬有限的應(yīng)用的 THD。

交流跳周期

一般來說，輕載THD要求比重載THD要求更難滿足;對(duì)于 M-CRPS 規(guī)范中 5% 負(fù)載 THD 要求尤其如此。如果 PFC 滿足除 5% 負(fù)載外的所有其他 THD 要求，即使您已嘗試了到目前為止提到的所有方法，交流跳周期方法也會(huì)有所幫助。

將交流周期跳躍視為一種特殊的突發(fā)模式：當(dāng)負(fù)載小于預(yù)定義閾值時(shí)，PFC 進(jìn)入此模式，并根據(jù)負(fù)載跳過一個(gè)或多個(gè)交流周期。換句話說，PFC 在一個(gè)或多個(gè)交流周期內(nèi)關(guān)閉，并在下一個(gè)交流周期內(nèi)重新開啟。開啟和關(guān)閉實(shí)例位于交流過零處，從而跳過整個(gè)交流周期。由于 PFC 在電流為零時(shí)開啟和關(guān)閉，因此應(yīng)力和電磁干擾較小。 AC 周期跳躍與傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式不同，在傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式中，您可以隨機(jī)地跳躍 PWM 脈沖。

跳過的交流周期數(shù)與負(fù)載成反比;負(fù)載越少，跳過的交流周期就越多。圖 5顯示了跳過一個(gè)交流周期。通道1是交流電壓，通道4是交流電流。

圖 5輕負(fù)載時(shí)交流周期跳躍。資料來源：德州儀器

當(dāng) PFC 由于電流為零而關(guān)閉時(shí)，THD 為零。由于PFC需要補(bǔ)償關(guān)斷周期，因此它在導(dǎo)通時(shí)會(huì)提供大量功率，大于平均值。本質(zhì)上，這使得 PFC 要么在中等負(fù)載下運(yùn)行，要么完全關(guān)閉。由于中負(fù)載時(shí)的 THD 遠(yuǎn)低于輕負(fù)載時(shí)的 THD，因此輕負(fù)載 THD 會(huì)降低。

測(cè)試結(jié)果

我在由 Texas Instruments C2000? 微控制器控制的 3 kW 圖騰柱無橋 PFC [5] 上實(shí)現(xiàn)了本文中描述的方法。圖 6顯示了 240 V AC下的 THD 測(cè)試結(jié)果。

圖6 THD測(cè)試結(jié)果。

THD不僅滿足最新的M-CRPS THD規(guī)格，而且還有充足的余量，這保證了PFC在量產(chǎn)期間滿足規(guī)格，即使有硬件容差。