DC-DC有源箝位正激拓?fù)浼夹g(shù)

圖1 48V分布式架構(gòu)

在過去幾年中,分布式電源系統(tǒng)開始根據(jù)不同的應(yīng)用而的采用了不同的形式和形狀。對于不限制使用電池備份選項的應(yīng)用(如網(wǎng)絡(luò)和一些電信局端的應(yīng)用)而言,12V和24V母線系統(tǒng)已被廣泛采用。使用更低的母線電壓增加了母線電流,功率較低的系統(tǒng)是可以接受的。有了分布式電源系統(tǒng),板上DC-DC轉(zhuǎn)換無需隔離,而且簡化了實現(xiàn)方法。另一方面,由于輸出電壓接近1V,從 48V到1V的轉(zhuǎn)換并不是非常有效和經(jīng)濟(jì),許多系統(tǒng)現(xiàn)在都包含中間電源架構(gòu)。

二、DC-DC變換器的設(shè)計考慮

無論分布式電源系統(tǒng)中的DC-DC變換器是否產(chǎn)生最終邏輯電壓(如3.3V 或 2.5V)或上文提及的中間母線電壓,這種類型的功率變換器均需要進(jìn)行特殊的設(shè)計考慮。這些變換器傾向于具有特殊的元件高度限制、隔離要求、效率要求和尺寸限制,這些都要求在變換器設(shè)計的方方面面都采用創(chuàng)新的方法。

設(shè)計這類變換器的首要考慮事項應(yīng)該是選擇拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于傳統(tǒng)的正激或反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)成本較低,設(shè)計中可以考慮加以采用,但是它們在功率傳輸能力上受到限制,而且硬切換也影響了效率。由于轉(zhuǎn)換效率取決于最優(yōu)的變壓器核心使用率,這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)只在一個方向激發(fā)變壓器核心,從而限制了功率通過率。另一方面,真正的雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如半橋和推拉式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu))允許更小的輸出電感和完全的變壓器利用率。盡管這兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要兩個開關(guān),但在高功率變換器中,通常還是采用這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。半橋促使高端驅(qū)動的要求,而推拉則在開關(guān)上施加雙倍的最大輸入電壓。

在上述所有方法中,MOSFET的硬切換導(dǎo)致泄漏電感能量的耗散。當(dāng)與低輸出電壓變換器一起工作時,泄漏能量會非常高(因為匝數(shù)比高)。因此,在許多中高功率電源應(yīng)用中,使用由NCP1560驅(qū)動的有源箝位正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有很大的實際意義。 圖2給出了有源箝位變換器的原理圖。從圖中可以看出,它要求在傳統(tǒng)的正激變換器上增加一個有源開關(guān)(M4)和一個電容(Cclamp),同時去除了復(fù)位繞組和二極管。下文中將對這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行詳細(xì)說明。

圖2 有源箝位變換器

三、有源箝位變換器

如圖2所示,有源箝位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是正激變換器的延伸。但是,增加了開關(guān)M4、電容Cclamp和相應(yīng)的控制電路(如NCP1560 IC),這樣使電路又具有了諸多新的優(yōu)勢。為了理解這些優(yōu)勢,現(xiàn)在詳細(xì)介紹一下變換器是如何工作的。變換器的主要工作原理與正激變換器相似,也就是說,當(dāng)開關(guān)M1打開時,功率從輸入向輸出傳輸。在M1關(guān)閉時,輸出電感向輸出提供能量,其功率轉(zhuǎn)換方程為

Vout=Vin×D/N (1)

其中：D為占空比,N為變壓器匝數(shù)比。有源箝位變換器在工作中的主要特點(diǎn)是：當(dāng)開關(guān)M1關(guān)閉時,開關(guān)M4打開(經(jīng)過一段可調(diào)的延遲后),并且在M1的整個關(guān)閉階段中保持打開。在穩(wěn)態(tài)中,電容Cclamp上的電壓 (Vcl) Vin×D=(Vcl－Vin)×(1－D) (2)

如方程(2)所示,Vcl 電壓提供了變壓器繞組的復(fù)位,且不需要復(fù)位繞組。由于不同于傳統(tǒng)正激變換器的復(fù)位電壓即為輸入電壓(假設(shè)初級和復(fù)位繞組之間的比是1:1),在這種情況下,復(fù)位電壓和復(fù)位間隔都與工作條件相匹配。換句話說,在主開關(guān)M1的整個關(guān)閉階段都可以獲得復(fù)位電壓。當(dāng)輸入電壓Vin低而占空比D高時,復(fù)位電壓趨向于高,而在輸入電壓Vin高時,情況正好相反。因此,當(dāng)Vin改變時,Vcl 電壓(即Vin+復(fù)位電壓)變化不會太大。從圖2中也可以發(fā)現(xiàn),當(dāng) M1關(guān)閉時,箝位電路(M4和Cclamp)會將M1上的電壓鉗制為Vcl。因此,M1上的電壓在線路電壓變化中保持相對穩(wěn)定。這與正激變換器正好相反, 在正激變換器中M1上的電壓等于2Vin。

此外,在正激變換器的情況下,最大占空比Dmax不再限于50%。理論上,對于任何非100%占空比,箝位電壓均可以調(diào)整以提供足夠的復(fù)位電壓。圖3給出了最大占空比和匝數(shù)比選擇,從圖中可以看出,高占空比和箝位電壓之間有清楚的權(quán)衡。高占空比使匝數(shù)比(N)可以更高,從而導(dǎo)致較小的初級電流和較低的次級電壓。然而,當(dāng)占空比太高時,Vcl(和M1上的電壓)也會變高。對于每種引用,Dmax和匝數(shù)比的選擇由系統(tǒng)要求決定。在某些情況下,可能需要較高的初級電壓,以便減小輸出整流器上的電壓額定值,而在其他一些情況下,限制初級電壓則可能更為重要。

有源箝位電路給系統(tǒng)帶來了一些新的優(yōu)點(diǎn)。

在許多大電流系統(tǒng)中,次級中需要同步整流(用MOSFET代替肖特基或其他整流器)。有了有源箝位電路后,同步整流器開關(guān)(M2和M3)的驅(qū)動信號可以直接來自次級繞組, 如圖4所示。因為同步整流器是自驅(qū)動的,驅(qū)動次級開關(guān)M2和M3不產(chǎn)生任何功率損失。在傳統(tǒng)的正激變換器中,因為在部分開關(guān)周期中繞組上的電壓為零,所以M2的驅(qū)動必須單獨(dú)產(chǎn)生。

增加了有源箝位電路也使得變壓器中的磁化電流可以在兩個方向上流動。這樣,變壓器核心得到了更好的利用(第一和第三象限是相等旋轉(zhuǎn)的)。這使得在頻率和總通量擺幅相同的情況下,核心損失較低。這種特性使有源箝位電路與雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如橋式和推拉結(jié)構(gòu))相似,但依然使用一個電源開關(guān)。

最后,有源箝位電路最重要的優(yōu)點(diǎn)之一是能夠使用泄漏電感能量,并能夠?qū)崿F(xiàn)初級開關(guān)軟打開。通過調(diào)整關(guān)閉一個初級開關(guān)(M1或M4)和打開另一個開關(guān)(M4或M1)之間的定時,漏級電壓可以在開關(guān)打開之前諧振到低值。這樣不僅減少了打開損耗,還減少了電路中的振鈴和EMI。

四、功率級的設(shè)計考慮

為優(yōu)化有源箝位電路的設(shè)計,功率和控制級的元件選擇非常重要。對于功率級而言,應(yīng)謹(jǐn)慎地選擇和設(shè)計變壓器、初級開關(guān)、箝位電容和次級開關(guān)。

如前一節(jié)所示,功率級的設(shè)計從選擇變壓器匝數(shù)比和最大占空比開始。在大電流 DC-DC變換器中,應(yīng)該盡力減小變壓器次級匝數(shù)(理想情況為1)。這樣不但能防止銅損耗,而且也使變壓器便于構(gòu)造。次級匝數(shù)為1時,初級匝數(shù)等于匝數(shù)比N,注意, 匝數(shù)必須是整數(shù)。如果開始計算時未假設(shè)一個整數(shù)N,則要求重新計算Dmax和Vds電壓,而N等于初始選擇以下最大的整數(shù)。由于有源箝位變換器利用變壓器磁化和泄漏能量來實現(xiàn)軟開關(guān),因此允許核心中有間隔,并且有意識的減少磁化電感是有意義的。

電源開關(guān)根據(jù)最大電壓額定值和電流要求進(jìn)行選擇。如前文中所述,M1和M4上的峰值電壓相等。除了穩(wěn)態(tài)電壓以外,Vds具有低頻紋波,由變壓器磁化電流和箝位電容Cclamp的值確定。M1中的峰值電流等于輸出電流除以匝數(shù)比,其RMS值為Ipk×D0.5。M4中的電流是M1關(guān)閉階段中的磁化電流,通常要小得多。因此,M4 Rds-on可以比M1 Rds-on高得多。如圖4所示,M4 是一個p-溝道MOSFET,如果它連接到Vin而不是連接到地,也可以選擇n-溝道。但是,n-溝道M4要求浮動驅(qū)動信號。

圖5 NEP1560框圖

箝位電容值也涉及到保持Vds低紋波以及更好地瞬態(tài)響應(yīng)線路電壓變化之間的權(quán)衡。低Cclamp值增加紋波,但是在輸入電壓改變時,允許復(fù)位電壓更快達(dá)到穩(wěn)態(tài)。建議Cclamp的選擇使Vds上得到大約10%的紋波。 任何更高的電容值會導(dǎo)致變壓器瞬態(tài)飽和。

通常選擇次級開關(guān)以使導(dǎo)通損耗最小,而且應(yīng)該選擇最低可用的Rds-on值。這些開關(guān)上的電壓額定值通常必須足夠低(M3上的Vin/N以及M2上的Vreset/N),以便使用溝道或等效的技術(shù)MOSFETs。

五、控制的設(shè)計考慮

如上所述,與傳統(tǒng)的正激變換器相比,使用有源箝位的正激變換器擁有明顯的優(yōu)勢。但是,這種變換器要求為有源箝位開關(guān)提供額外的控制信號和緊湊的最大占空比控制。針對有源箝位拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的獨(dú)特要求,安森美半導(dǎo)體開發(fā)了NCP1560電壓模式控制器。此控制器包含了其他傳統(tǒng)PWM控制器中所沒有的廣泛特性,實現(xiàn)了高度集成化。這使NCP1560所需要配置的外接元件達(dá)到最少。實際上,它的大多數(shù)特性通過單個電阻或電容進(jìn)行設(shè)置。

圖6 變換器原理圖

NCP1560 提供2個互補(bǔ)的具有可調(diào)重疊延遲的控制輸出。圖5為NCP1560的原理框圖,描述了此控制器的全部功能。輸出1可以用于控制主開關(guān),輸出2可以用于控制有源箝位開關(guān)或同步整流拓?fù)?/strong>結(jié)構(gòu)。 輸出設(shè)計用于互補(bǔ)用途。輸出2 不反相,可以用于控制使用p-溝道MOSFET的有源箝位。NCP1560的特性包括：一個前饋斜升電壓發(fā)生器、可編程軟啟動和高壓啟動穩(wěn)壓器。在各種故障情況下,通過欠壓或過壓檢測器的單條線路提供保護(hù),此檢測器具有滯后、可調(diào)最大占空比限制和雙模式電流限制(包括逐周期和跳周期)的功能。如果檢測到嚴(yán)重的過流情況,跳周期特性在CSKIP引腳上電容確定的時間內(nèi)禁用變換器。