AC/DC開關穩(wěn)壓電源應用電路圖

9.1.7 1.2W非隔離雙輸出電源應用電路

1.設計特點

圖9-11所示的雙輸出電源電路具有通用輸入電壓范圍，穩(wěn)壓精度在7V輸出時為 ± 8%，-5V輸出時為 ±5%(包括線電壓、負載變化和容差);帶溫度補償;待機功耗低，230V、50mW輸出時小于300mW;滿足CISPR-22/EN55022B傳導EMI限制并有10dB以上的裕量。

2.工作原理

在圖9-11所示電路中，R7是阻燃熔斷型電阻，在發(fā)生故障時起保險絲作用。VD1對交流輸入進行整流，C1和C2提供濾波，并且和L1一起構成.型濾波。這種濾波和LinkSwitch-TN(U1)一起提供充足的EMI裕量。在每一個使能開關周期，U1內(nèi)部的MOSFET導通，使通過L2和C5的電流線性上升。一旦達到內(nèi)部限流點，MOSFET關斷，電感電流通過VD2、C5和C6續(xù)流。

通過調(diào)整使能和關斷周期的比例來實現(xiàn)穩(wěn)壓。一旦進入反饋引腳(FB)的電流超過49μA，就會跳過一個周期。由于這個電流是在1.65V電壓時指定的，因此可將這個腳作為一個參考使用。調(diào)整R1、R2的阻值，可將C5、C6兩端的電壓設置為12V。

–5V輸出用VD4作參考，通過VT2來穩(wěn)壓。R3設置一個大約為2mA的固定電流，對齊納二極管VD4進行偏置，從而減小VD4上的電壓變化，因此當負載變化時也可以減小– 5V輸出的變化。

電阻R4在輸出短路的情況下通過限制集電極電流來保護VT2，而R5在 –5V輸出空載時維持穩(wěn)壓。盡量將VT1和VT2靠近放置，以跟蹤UBE的壓降，從而減小輸出電壓隨溫度的變化。

這種電路在負載范圍限定的應用當中能夠很好地工作，可以降低采用線性穩(wěn)壓器方案所帶來的效率方面的影響。

3.設計要點

①二極管VD2必須是超快速恢復型，圖9-11中選用的MURS160T3G的恢復時間是25ns，稍慢的超快速恢復二極管(不大于50ns)也可以使用，但效率可能降低。VD4應該選擇低測試電流的齊納二極管。管子的初始容差直接影響輸出容差，在包括線電壓和負載改變的情況下，2%的齊納二極管可以得到± 5%的穩(wěn)壓。VD4的溫度系數(shù)是–0.8mV/°C，當溫度在0～50°C的范圍內(nèi)變化時，需要增加額外 ±0.4%的變化。為使7V輸出精度更高，R1和R2應該用1%精度的元件。假負載R5和R6只有在空載穩(wěn)壓有要求時才需要。

②對于AC230V的應用，可以將C1和C2的容量減小到2.2μF，具體由差模浪涌和EMI的要求來決定。對于100/115VAC的應用，可以將C1和C2的電壓降到200V額定電壓。

③為了使VT1正確工作，選擇R5的阻值以使空載時流過1mA的電流。R4的最大阻值要加以限制，使得VT2上的壓降至少為1V。這確保5V輸出在滿載時VT2在線性范圍內(nèi)工作。

9.1.8 35W反激式開關電源應用電路

圖9-12所示的電源電路是一種通用的反激式電源電路，輸出功率為35W，采用了TOP258PN器件。交流輸入經(jīng)整流(VD1～VD4)、濾波(C4)后連接到初級側功率元件(T1和U1)上。EMI濾波由元件R1、R2、C3、L1、C7和C11提供。熱敏電阻RT1在交流上電時可以限制浪涌電流。電阻R3和R4將額定欠壓(UV)鎖定和過壓(OV)關斷分別限制在103V和450V。欠壓鎖定可防止電源在低壓下出現(xiàn)過熱情況，并可消除在通電和斷電時的電壓擾動。過壓關斷可防止電源出現(xiàn)輸入浪涌情況。

齊納二極管VD10和電阻R5形成了一個可選的鎖存輸出過壓保護(OVP)電路。輸出端電壓的增加同時也會導致C10上的偏置繞組輸出端電壓的增加，齊納二極管VD10將擊穿，電流將流入U1的多功能引腳(M)，從而啟動遲滯過壓關斷保護功能，關斷鎖存與否取決于R5的阻值。

對于極低的功率水平，U1以多周期調(diào)制模式進行工作，以達到高的效率，從而降低空載和待機時的功率水平。由于U1具有700V

BVDSS的擊穿電壓，因此可選擇變壓器匝數(shù)比，從而在12V的輸出上選用低成本的60V肖特基二極管(VD7)。輸出電壓反饋來自兩路輸出以實現(xiàn)更好的交調(diào)穩(wěn)壓。電容C19和電阻R14形成相位提升網(wǎng)絡，提供額外的相位裕量，以確保穩(wěn)定的工作電壓和改善的瞬態(tài)響應。反饋電流通過U2饋入到U1的控制引腳，這樣可以確定占空比，從而提供輸出穩(wěn)壓。

二極管VD1和VD3應為快速二極管，以實現(xiàn)更好的EMI性能。如果需要鎖存過壓保護功能，則應將R5的阻值降低到20Ω。將RCD鉗位(R6、R7、C6和VD5)設計為正常工作模式，使輕載時的效率達到最高。齊納二極管VD9提供預設的最大鉗位電壓，通常在出現(xiàn)負載瞬變或過載時導通。

次級側緩沖器(R11、C12、R12和C16)可用于降低高頻次級二極管振蕩和改善高頻傳導EMI。二級濾波器(L2/C15和L3/C18)將各輸出電壓的輸出噪音和紋波降低到-1%以下。在三線制輸入的系統(tǒng)中，可將Y電容放置在相線/中線與地線之間，以降低共模EMI。軟啟動電容C20確保在啟動時無輸出過沖。啟動后，二極管VD12將此電容隔離在反饋環(huán)路之外。電阻R16為此電容放電到5V負載提供了路徑。在5V輸出電壓有負載而同時12V輸出無負載的情況下，電阻R19和VD11可提高交調(diào)穩(wěn)壓。

圖9-12 35W反激式開關電源電路[!--empirenews.page--]

9.1.9 5V/0.8A精密開關電源應用電路

由TOP221Y構成的隔離式5V/0.8A開關電源電路如圖9-13所示，該電源的特性如下。

① 直流輸出電路采用了LC濾波電路，有效地消除了次級電路中的高頻干擾信號。

② 交流輸入電壓范圍為85～265V(47 ～ 440Hz)。

③ 直流輸出為5V/0.8A，紋波小于50mV。

④ 該電源具有約1%的電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率，整機效率可達70%以上。

⑤ 工作溫度范圍為0 ～ 75℃。

交流輸入電壓經(jīng)C1和L1組成的EMI濾波器抑制電磁噪聲后，進入整流電路。由于TOP221Y具有頻率抖動特性，可有效抑制噪聲干擾，因而在小功率開關電源中只需簡單的EMI濾波器并采用合理的接地技術，即可符合有關電磁兼容性要求。DB1為整流電路，這里選用快恢復特性的整流橋2KPB06M，整流后的脈動直流電壓經(jīng)C1濾波后，提供給TOP221開關調(diào)制電路。

高頻變壓器的次級繞組有兩個，一個是主繞組，它提供電源的主能量，高頻電壓經(jīng)快速二極管SB540整流后由濾波電容C4、C5濾波，再經(jīng)L2組成低通濾波器向負載輸出。L2主要用于抑制高頻噪聲向負載輸出，以防止負載受其干擾。輸出端的電解電容C6可降低輸出的交流紋波系數(shù)，它主要用于降低直流輸出電壓的交流紋波。

另一個次級繞組組成反饋電壓繞組，其輸出電壓由二極管整流后加在光敏管兩端，輸出的反饋電壓加在光耦中二極管的正極上，電阻R5和穩(wěn)壓管U3組成基準電壓源。為光耦提供基準電壓。這樣光耦中二極管的發(fā)光強度是由輸出電壓控制的，基準電壓經(jīng)光耦耦合到TOP221的控制端，從而實現(xiàn)脈寬的可控，達到穩(wěn)壓目的。電阻R6和C2是控制環(huán)路的補償元件。

9.1.10 4W、5V開關型穩(wěn)壓電源應用電路

圖9-14所示的電路可將90 ～ 264V的50/60Hz交流電壓變換為 ± 5V直流輸出電壓，精度優(yōu)于 ±3%，輸出功率為4W，最大輸出電流可達0.8A，典型變換效率為70%。在圖9-14中，C1、L1構成一個EMI濾波器，DB1和C2對交流輸入電壓進行整流濾波，VD1和VD2用于消除變壓器漏感引起的尖峰電壓，U1是一個內(nèi)置MOSFET的PWM控制器(TOP210PF1，它控制整個電路的工作)。R2和R3是取樣電阻，它們和U2、U3一起對輸出電壓進行反饋控制，以確保負載變化時輸出電壓穩(wěn)定。VD3和C3是次級整流濾波電路，L2和C4對輸出電壓進一步濾波以便降低輸出紋波電壓。

本電路裝配時需特別注意散熱和隔離問題。U1、T1、VD3為發(fā)熱器件，布局時要與其他元件相隔一定距離。U1的6個引腳(①～③、⑥～⑧)要和輸入端大面積地可靠連接，并利用它散熱。輸入和輸出兩側的元件要以變壓器T1和光耦U2為軸線分兩邊布局，中間留足空間以確保輸入、輸出間對隔離電壓的設計要求。圖中電解電容器最好使用低阻抗寬溫型開關電源專用電容，以獲得最佳性能。C8、C9為Y2型安全電容。