用于單電源ADC直流耦合單端到差分緩沖器

    將單電源供電的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的單端輸入信號直流（DC）耦合到差分輸入端可能很有挑戰(zhàn)性。輸入信號需要從地電平移到Vs/2，并且完成信號從單端輸入到差分輸入的變換。另外，ADC的兩個差分輸入端之間必須均衡以便抵消偶數(shù)次諧波和共模噪聲。系統(tǒng)通常需要不能將注入的DC偏置電流返回給信號源這樣的信號變換。另外，處理大動態(tài)范圍(12 bit 和14 bit ADC)的寬帶信號也會增加電路的復雜性。 
 
    寬帶放大器（例如AD8351）能解決幾乎所有上述問題，但其標準實現(xiàn)方法需要使用交流（AC）耦合。這種設計思想描述了一種新的電路，它通過使用外部DC反饋環(huán)路消除這一要求。它還允許通帶的低端擴展到DC。
 
    該電路基本原理是圖1所示的簡單的電平移動電路。在Vs和信號源之間連接兩個串聯(lián)電阻器，將信號衰減到一半并偏置到Vs/2。中心抽頭被緩沖，然后可由單邊電源電路處理。在信號源端和數(shù)值相等的負電源之間也連接兩個串聯(lián)電阻器以抵消來自信號源端的DC偏置電流。 
 
圖1.  AC信號電平移動電路

    圖2所示的電路通過用相互跟蹤的精密+DC電平替代+Vs電源電壓的方法擴展了上述簡單概念。另外，通過用數(shù)量加倍的電平移動電阻器實現(xiàn)差分信號。通過從放大器的共模電壓中減去2.4 V ADC參考信號產(chǎn)生+DC電平，其中共模電壓是由兩個放大器通過相等阻值電阻器的輸出相加后產(chǎn)生的。對這個差值信號進行放大、濾波和反向以產(chǎn)生+DC電平。大約為1040的DC反饋環(huán)路增益允許放大器可以在ADC V_REF信號為的范圍內(nèi)跟蹤輸出共模電壓。 
 
 
圖2．寬帶DC耦合單端到差分緩沖器
 
    增加的外部DC反饋路徑使得VOCM引腳開路并且對地去耦，禁止AD8351的內(nèi)部反饋路徑。
 
    電平移動電阻器被設置成1.09:1的比率，以便將所需要的+DC電平擺幅減小到。使用具有優(yōu)良跟蹤性能的精確網(wǎng)絡以確證良好的CMRR，并且將注入到信號源端的DC偏置電流減到最小。我們?yōu)閁2選擇一個滿電源擺幅（R-R）反饋放大器，從而允許使用±5 V電源。余下的電路由+5V電源供電。
 
    電阻器Rg用于調(diào)節(jié)整個前端的增益。對0 dB前端增益來說，帶寬擴大到1 GHz以上，如圖3所示。要求的增益確定后，調(diào)整電阻器Rf使得輸入到ADC的兩個差分信號均衡。Rg和Rf對應不同增益的典型值如表1所示。 
  
 

Rg	Rf	前端增益
56.2 Ω	1540Ω	12 dB
154  Ω	698 Ω	6 dB
1000 Ω	316 Ω	0 dB
表1 —— 增益和平衡電阻值

 

 

 

   

    64.9歐姆（Ω）電阻器提供50Ω的源阻抗。從放大器端看，28Ω電阻器提供平衡輸入。用64.9Ω電阻器替換28Ω電阻器，再將另外的反相輸入信號接入新的64.9Ω電阻器和2個240Ω電平移動電阻器，這樣就獲得了一個差分輸入信號結(jié)構(gòu)。這種差分輸入信號結(jié)構(gòu)可以去掉Rf。
 
<Translation of Figure 3>
Frequency-MHz=頻率 (MHz)
Front-End Gain-dB= 前端增益(dB)

圖3.  1  kΩ復載條件下的頻率響應
 
    本設計中保留了AD8351放大器優(yōu)良的失真性能，從而允許它驅(qū)動12 bit 和14 bit ADC時能使ADC的動態(tài)范圍減小最小（見圖4）。
 
<Translation of Figure 4>
Frequency-MHz=頻率 (MHz)
Harmonic Distotion-dBfs= 諧波失真(dB FS)
2nd=二次諧波
3rd=三諧波

圖4.  諧波失真與頻率響應的關(guān)系曲線
-1 dB FS輸入AD6645 @80 MHz

欲了解更多信息，可訪問www.analog.com/TechArticle_Buffer-SingleSupplyADCs