利用集成式接收器簡(jiǎn)化數(shù)字預(yù)失真電路模擬部分

數(shù)字處理電源領(lǐng)域的巨大進(jìn)步引發(fā)了對(duì)高性能模擬產(chǎn)品的更大需求。除傳統(tǒng)語音外，如今的蜂窩網(wǎng)絡(luò)還能夠以前所未有的高速率傳輸重要的數(shù)據(jù)和視頻信息，這催生了新的調(diào)制方法和依賴于復(fù)雜數(shù)字技術(shù)的新型空中接口標(biāo)準(zhǔn)。盡管數(shù)字技術(shù)使系統(tǒng)能夠在采用更小封裝尺寸且具有更高可靠性的情況下運(yùn)行更快速、消耗功率更少，但是它們也對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的RF和模擬信號(hào)采集部分提出了新的要求。

調(diào)制的復(fù)雜度以及基站發(fā)送器的寬帶寬，導(dǎo)致功率放大器(PA)有更高的峰均比。為了滿足較高峰均比存在下更嚴(yán)格的要求，PA一般尺寸很大，能夠在線性區(qū)工作。如果沒有數(shù)字校正，PA的效率可能在 10% 左右，這意味著要運(yùn)行一個(gè)20W的PA需要200W功率。在基站中，PA消耗的電功率最大，因此就蜂窩服務(wù)供應(yīng)商而言，PA對(duì)運(yùn)營(yíng)成本的影響也很大。為了提高PA效率，需要采用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)振幅因數(shù)降低(CFR)和數(shù)字預(yù)失真(DPD) 。

盡管驅(qū)動(dòng)放大器進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)放大器的效率最高，但是在飽和狀態(tài)，放大器是高度非線性的。復(fù)雜的數(shù)字調(diào)制需要PA提供極高的線性度，這意味著必須驅(qū)動(dòng)PA遠(yuǎn)離飽和狀態(tài)。如果有辦法補(bǔ)償放大器固有的非線性，那么讓PA恰好在即將進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)工作，可以提供高效率。目前，DPD已經(jīng)成為PA線性化的首選方法。

DPD是一種反饋方法，可以對(duì)PA的輸出進(jìn)行采樣并將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。將一個(gè)存儲(chǔ)在FIFO中的無失真發(fā)送信號(hào)與反饋信號(hào)進(jìn)行比較，并產(chǎn)生一個(gè)反傳遞函數(shù)。在CFR之后，將其與發(fā)送數(shù)據(jù)相加，以降低PA輸出中的非線性?？梢允褂米赃m應(yīng)算法或查找表來產(chǎn)生補(bǔ)償數(shù)字信號(hào)，或結(jié)合使用這兩種方法，但是這超出了本文討論的范圍。下面，我們將集中討論對(duì)PA輸出采樣的接收器的模擬要求。

對(duì)數(shù)字預(yù)失真接收器的要求

該接收器是從 RF向數(shù)字化(參見圖1)轉(zhuǎn)換的信號(hào)鏈路。關(guān)鍵的設(shè)計(jì)要求是輸入頻率范圍和功率級(jí)、中頻以及將被數(shù)字化的帶寬。這些要求中，有些直接來自PA規(guī)格，有些則是在設(shè)計(jì)時(shí)優(yōu)化得到的。

圖 1：數(shù)字預(yù)失真信號(hào)鏈路

基帶發(fā)送信號(hào)上變頻至載波頻率，該信號(hào)頻率由WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000、LTE等新空中接口標(biāo)準(zhǔn)定義。因此，被采樣的輸出頻譜存在于定義好的頻率范圍(及期望信道)內(nèi)。既然DPD環(huán)路的目的是測(cè)量PA的傳遞函數(shù)，那么就不必在多載波系統(tǒng)中分離載波，或調(diào)制數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。唯一必要的，是捕獲有關(guān)整個(gè)期望信道的信息。

PA非線性會(huì)產(chǎn)生奇數(shù)階互調(diào)分量，在相鄰和相間信道中形成頻譜再生。按照定義，三階分量出現(xiàn)在2fa + fb、2fb + fa、2fa – fb和2fb – fa，其中的fa和fb是位于期望信道之內(nèi)的兩個(gè)信號(hào)頻率(在信道外會(huì)引起互調(diào)失真)。對(duì)于一個(gè)已調(diào)制信道，三階分量出現(xiàn)在期望信道三倍帶寬的范圍(見圖2)。同樣，五階分量出現(xiàn)在五倍帶寬的范圍內(nèi)，而七階分量則出現(xiàn)在七倍帶寬的范圍內(nèi)。因此，DPD接收器必須獲得發(fā)送帶寬的倍數(shù)，該倍數(shù)與正在進(jìn)行線性化處理的互調(diào)分量的階次相等。

圖 2：互調(diào)分量

目前的發(fā)展趨勢(shì)是，將期望信道與中頻 (IF) 混合，并獲得所有互調(diào)分量的完整帶寬。選擇恰當(dāng)?shù)腎F以減少濾波負(fù)擔(dān)，避開已經(jīng)根據(jù)規(guī)格要求固定了的其它頻率。類似地，選擇整倍于數(shù)字調(diào)制芯片速率的值為采樣速率，例如，在 WCDMA 中為 3.84MHz。最后，奈奎斯特定理決定，采樣速率必須至少是被采樣帶寬的兩倍。很多配置可以被接受的，其中滿足上述限制的一種配置是：184.32MHz 中頻、245.76MHz ADC 采樣率和122.88MHz 帶寬。

在 20W PA情況下，平均輸出功率是43dBm。峰值/均值(PAR)約為15dBm。為了將進(jìn)入接收鏈路混頻器的平均輸入功率設(shè)置為 -15dBm，耦合器和衰減器合起來的插入損耗必須是 58dB(參考圖 1) 。WCDMA 標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的PA帶內(nèi)噪聲最大，為 -13dBm/MHz(-73dBm/Hz) 。因此，耦合器、衰減(-58dB)以及PA噪聲限制(-13dBm/MHz)的結(jié)合，產(chǎn)生必須低于 -71dBm/MHz (-131dBm/Hz) 的接收器靈敏度等級(jí)。為了提供充足的裕度，應(yīng)該在所期望的數(shù)字上再加上 6dB至10dB的裕值。這為DPD接收器設(shè)定了頻率計(jì)劃、功率級(jí)和靈敏度要求。

集成式數(shù)字預(yù)失真接收器

一旦定義了系統(tǒng)要求，接下來的任務(wù)就變成了用一個(gè)混頻器、IF放大器、ADC、無源濾波、匹配網(wǎng)絡(luò)和電源旁路來實(shí)現(xiàn)電路。盡管計(jì)算和仿真有所幫助，但是其無法取代對(duì)真實(shí)硬件的評(píng)估，硬件評(píng)估通常會(huì)一次一次反復(fù)產(chǎn)生多個(gè)PCB。然而，一類新型基于系統(tǒng)級(jí)封裝(SiP)的集成式接收器極大簡(jiǎn)化了這一任務(wù)。例如凌力爾特的LTM9003數(shù)字預(yù)失真uModule接收器，該產(chǎn)品是一款全集成化DPD接收器，實(shí)質(zhì)上是“射頻到比特流”架構(gòu)。

由凌力爾特公司倡導(dǎo)的uModule技術(shù)利用了一種由雙馬來酰亞胺三嗪(BT)材料制成的薄型多層壓合基底。該多層基底允許采用RF組件、標(biāo)準(zhǔn)引線鍵合IC裸片和傳統(tǒng)的無源元件進(jìn)行復(fù)雜電路設(shè)計(jì)。電路采用標(biāo)準(zhǔn)IC封裝模塑料進(jìn)行封裝，而且，LGA焊盤布局也與當(dāng)前的表面貼裝方法相符。這樣就造就了一個(gè)外形與直觀感覺酷似傳統(tǒng)IC的子系統(tǒng)，其經(jīng)過全面測(cè)試，確保了IC的高可靠性，并把采用不同半導(dǎo)體工藝的元件與無源元件結(jié)合，與傳統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方案相比，占位面積更小。

LTM9003由一個(gè)高線性度 RF 下變頻混頻器、一個(gè)IF 放大器、一個(gè)L-C 帶通濾波器和一個(gè)高速ADC組成 (參見圖 3) 。導(dǎo)線連接的裸片組裝確?？偟耐庑纬叽绺叨染o湊，而且還允許基準(zhǔn)和電源旁路電容與傳統(tǒng)封裝方法相比更加靠近裸片。這樣做降低了噪聲使ADC精度下降的可能性。該理念擴(kuò)展到了高頻布局方法中，并在LTM9003接收器鏈路中得到了貫穿使用。

圖 3：LTM9003 集成式數(shù)字預(yù)失真接收器

集成消除了驅(qū)動(dòng)高速ADC面臨的很多挑戰(zhàn)。線性電路分析無法解決ADC采樣和保持切換動(dòng)作導(dǎo)致的電流脈沖。傳統(tǒng)電路布局需要多次重復(fù)，來定義一個(gè)輸入網(wǎng)絡(luò)吸收這些脈沖，該網(wǎng)絡(luò)在帶外也有吸收性，但是要與前述放大器一起無縫工作。IF放大器還必須在不增加失真的情況下驅(qū)動(dòng)這個(gè)網(wǎng)絡(luò)?？朔@些挑戰(zhàn)也許是LTM9003 μModule接收器潛在的最突出的屬性。

無源帶通濾波器是一個(gè)通帶非常平坦的3階濾波器。在中心頻率為25MHz的頻帶內(nèi)，它呈現(xiàn)了不到 0.1dB的紋波，而且在整個(gè)122MHz內(nèi)，通帶紋波僅為0.5dB。三階配置可確保頻率響應(yīng)曲線的肩峰部具有單調(diào)特性，這一點(diǎn)對(duì)于許多DPD算法來說非常重要。

LTM9003的總體性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了上述系統(tǒng)要求。當(dāng)使用一個(gè)-2.5dBm單音信號(hào)(相當(dāng)于在ADC上的-1dBFS)，信噪比的典型值為-145dBm/Hz。這個(gè)數(shù)字低于WCDMA標(biāo)準(zhǔn)定義的-131dBm/Hz目標(biāo)值。最壞情況下諧波是60dBc。25.7dBm的IIP3數(shù)字意味著，如果PA具有足夠的線性，那么LTM9003能夠支持一個(gè) 87dBc 的 ACPR。相對(duì)于系統(tǒng)要求和可用最佳PA的功能而言，LTM9003遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了要求。整個(gè)鏈路供電電壓為3.3V或2.5V，功耗1.5W，而且電路板面積僅為11.25mmx15mm。

圖4：LTM9003 采用節(jié)省空間的 11.25mm x 15mm LGA 封裝，運(yùn)用多層基片屏蔽敏感模擬線路免受數(shù)字走線影響。

無需折中的靈活性

μModule技術(shù)還提供了意想不到的靈活性。傳統(tǒng)的高集成電路，可能會(huì)在可編程模式或可選功能方面提供靈活度，但會(huì)增加復(fù)雜性，并常常導(dǎo)致某些性能缺失。通過改變無源元件的參數(shù)值或替代IC(作為一個(gè)組進(jìn)行優(yōu)化)，LTM9003提供特殊版本，而且不會(huì)帶來性能缺失或復(fù)雜性的增加。

例如：LTM9003-AA使用了一個(gè)3.3V電壓供電的低功率、SiGe有源混頻器。2xRF-2xLO分量產(chǎn)生了一個(gè)60dBc的二次諧波，這是頻譜中的最差寄生干擾。這種情況可以通過使用相似的5V器件替換該混頻器得到改善，但代價(jià)是功耗有所增加。于是，在LTM9003-AB中，二次諧波改善為6dB。同樣，在LTM9003的另一版本中，可通過換用一個(gè)210Msps ADC(其功耗較小)來降低采樣速率，并改變L-C濾波器的元件參數(shù)值實(shí)現(xiàn)100MHz帶寬濾波器。該濾波器將針對(duì)通帶平坦度和最佳信號(hào)鏈路性能進(jìn)行優(yōu)化，而且無需使用有損開關(guān)。更喜歡不同的IF嗎? 只需變更少量無源元件參數(shù)值就可以如愿以償。

綠色、小型化且易于使用

用LTM9003實(shí)現(xiàn)PA線性化的好處體現(xiàn)在幾個(gè)不同的層面。在較高層面上，DPD使您能夠以較少的補(bǔ)償(back-off)運(yùn)行PA。PA效率越高，就同樣輸出功率級(jí)別而言，消耗的功率就越少。正如之前討論的那樣，PA是基站中最重要的電消耗因素。如果你的公司有“綠色計(jì)劃”，那么DPD能夠?yàn)樽鲂┴暙I(xiàn)。不管怎樣，用更少的電可以降低服務(wù)供應(yīng)商的運(yùn)營(yíng)費(fèi)用，從而使其產(chǎn)品更具競(jìng)爭(zhēng)力。

在電路板層，μModule封裝將所有關(guān)鍵組件集成到非常小的面積上，其中包括用于濾波和去耦的無源組件。這節(jié)省了電路板空間、簡(jiǎn)化了布局并為能夠進(jìn)一步提高產(chǎn)品價(jià)值的其他功能留出了空間。

在工程層面上，LTM9003能夠節(jié)省時(shí)間。濾波器設(shè)計(jì)和元件匹配處理可以在仿真過程中完成，但是在大多數(shù)場(chǎng)合中，需要進(jìn)行重復(fù)以保證正確。設(shè)計(jì)一個(gè)不受 ADC采樣和保持電路開關(guān)動(dòng)作干擾的濾波器尤其具有挑戰(zhàn)性。甚至如放置電容器來實(shí)現(xiàn)電源去耦這樣常規(guī)的事情也可能影響整體性能，并可能導(dǎo)致電路板布局的修改。這些任務(wù)可能很容易耗掉幾個(gè)月的工程設(shè)計(jì)時(shí)間，以對(duì)每一次修改進(jìn)行調(diào)試，并評(píng)估這些改變。用LTM9003可以直接節(jié)省時(shí)間和資源。