問：ADI公司不給出ADG系列模擬開關和多路轉換器的帶寬，這是為什么?
答：ADG系列模擬開關和多路轉換器的輸入帶寬雖然高達數(shù)百兆赫，但是其帶寬指標本身不是很有意義的。因為在高頻情況下，關斷隔離(off?isolation)和關擾指標都明顯變壞。例如，在1MHz情況下，開關的關斷隔離典型值為70dB，串擾典型值為-85dB。由于這兩項指標都按20dB/+倍頻下降，所以在10MHz時，關斷隔離降為50dB，串擾增加為-65dB；在100MHz時，關斷隔離降為30dB，而串擾增加為-45dB。所以，僅僅考慮帶寬是不夠的，必須考慮在所要求的高頻工作條件下這兩項指標下降是否能滿足應用的要求。(關斷隔離是指當開關斷開時，對耦合無用信號的一種度量——譯者注。)
問：哪種模擬開關和多路轉換器在電源電壓低于產(chǎn)品說明中的規(guī)定值情況下仍能正
常工作?
答：ADG系列全部模開關和多路轉換器在電源電壓降到+5V或±5V情況下都能正常工作。受電源電壓影響的技術指標有響應時間、導通電阻、電源電流和漏電流。降低電源電壓會降低電源電流和漏電流。例如，在125°C，±15V時，ADG411關斷狀態(tài)源極漏電流IS(OFF)和漏極漏電流ID(OFF)都為±20nA，導通狀態(tài)漏極漏電流ID(ON)為±40nA；在同樣溫度下，當電源電壓降為±5V，IS(OFF)和ID(OFF)降為±2?5nA，ID(ON)降為±5nA。在+125°C，±15V時，電源電流I DD ，I SS 和IL最大為5μA；在±5V時，電源電流，最大值降為1μA。導通電阻和響應時間隨電源電壓降低而增加。圖1和圖2分別示出了ADG408的導通電阻和響應時間隨電源電壓變化的關系曲線。
圖1 導通電阻與電源
電壓的關系曲線
問：有些ADG系列模擬開關是用DI工藝制造的，DI是怎么回事?
答：DI是英文Dielectric Isolation介質隔離的縮寫，按照DI工藝要求，每
個CMOS開關的NMOS管和PMOS管之間都有一層絕緣層(溝道)。這樣可以消除普通的模擬開關之間的寄生PN結，所以可以制造出完全防閂鎖的開關。在采用PN結隔離(不是溝道)工藝中，
圖2 響應時間與電源電壓的關系曲線
圖3 DI工藝結構示意
PMOS和NMOS管中的N溝道和P溝道構成一種反向偏置正常工作的二極管，當模擬輸入信號超過電源電壓時，開關處于過壓或斷電狀態(tài)，二極管正向偏置，構成雙晶體管組成的類似可控硅(SCR)電路。由于它對此電流劇烈地放大，最終導致閂鎖。然而，采用DI工藝制造的CMOS開關不會產(chǎn)生這種二極管效應，因此使器件防閂鎖。
問：帶故障保護的多路開關或通道保護器是如何工作的?
答：帶故障保護的多路開關的一個通道或通道保護器是由兩個NMOS管和兩個PMOS管組成的。其中一個PMOS管不放在直接信號路經(jīng)上，通常將另一個PMOS管的源極接到它的襯底(背柵極)。這樣可以起到降低閾值電壓的作用，從而可增加正常工作條件下輸入信號的范圍。基于同樣理由，將一個NMOS管的源極和另一個管子的背柵極相連。正常工作期間，帶故障保護的多路轉換器和普通器件一樣工作。當輸入通道出現(xiàn)故障時，這意味著輸入信號超過由電源電壓決定的閾值電壓。閾值電壓與電源電壓的關系如下：
對于正過壓情況，閾值電壓由(V DD -V TN )決定。其中V TN 為NMOS管的閾值電壓(典型值1?5V)；對于負過壓情況，閾值電壓由(V SS -V TP )決定。其中VTP 為PMOS管的閾值電壓(典型值2V)。當輸入電壓超過上述閾值電壓而且通道未加負載時，通道輸出電壓可箝住到閾值電壓。
問：當出現(xiàn)過壓時，上述多路轉換器如何工作?
答：圖4和圖5示出了信號路經(jīng)晶體管在過壓條件下的工作情況。圖4示出了當正過壓信號加到通道時，NMOS，PMOS和NMOS三個管子串聯(lián)工作的情況。當?shù)谝粋€NMOS管的漏極電壓超過(V DD -V TN )時，它進入飽和工作狀態(tài)。它的源極電位等于(V DD-V TN )，而其它兩個MOS管則處于非飽和工作狀態(tài)。
圖4 正過壓施加在通道上的工作情況
圖5 負過壓施加在通道上的工作情況
當負過壓施加通道上漏極電壓超過閾值(V SS -V TP )時，PMOS管進入飽和工作方式。像正過壓情況一樣，其它兩個MOS管都處于非飽和狀態(tài)。
問：負載如何影響箝位電壓?
答：當通道加負載時，其輸出電壓箝位在兩個閾值電壓之間。例如，負載為1kΩ，V DD =+15，在正過壓情況下，輸出電壓箝位在(V DD -V TN -ΔV)，其中ΔV為通道上兩個非飽和MOS管上產(chǎn)生的電壓降IR。這個例子說明被箝位的NMOS管的輸出電壓低于13?5V。因為其余兩個MOS管的導通電阻通常為100Ω，所以流過的電流為13?5V/(1kΩ+100Ω)=12?27mA，在這兩個管子(NMOS和PMOS)上產(chǎn)生的電壓降為1?2V，從而使箝位電壓VCLAMP 為12?3V。因此出現(xiàn)故障期間的輸出電流由負載決定，即V CLAMP /RL。
圖6 箝位電壓的確定
問：當電源斷電時，帶故障保護的多路轉換開關和通道保護器還有保護作用嗎?
答：有。當電源電壓降低或突然斷電時，這種器件仍然有故障保護功能。
當V DD 和V SS 等于0V時，如圖7所示，管子處于斷電狀態(tài)，此時電流小到亞納安
級。
問：什么是“電荷注入”?
答：模擬開關和多路轉換器中出現(xiàn)的電荷注入是指
圖7 電源斷電狀態(tài)
與構成模擬開關的NMOS和PMOS管相伴的雜散電容引起的一種電荷變化。模擬開關的結構模型以及與其相伴的雜散電容如圖8和9所示。模擬開關基本上由一個
NMOS管和一個PMOS管并聯(lián)而成。對于雙極性輸入信號，這種結構產(chǎn)生一個“浴盆”形電阻，其等效電路圖示出了由電荷注入效應引起的主要寄生電容C GDN (NMOS管柵漏電容)和G GDP (PMOS管柵漏電容)。伴隨PMOS管產(chǎn)生的柵漏電容大約是NMOS管產(chǎn)生的柵漏電容的2倍，因為這兩種管子具有相同的導通電阻，PMOS管的面積大約是NMOS管的2倍。因此對于從市場上得到的典型模擬開關來說，伴隨PMOS管產(chǎn)生的雜散電容大約是NMOS管的2倍。
圖8 由寄生電容表現(xiàn)出的CMOS模擬開關電路結構
圖9 由電荷注入效應引起的主要寄生電容表現(xiàn)出的等效電路
當開關導通時，正電壓加到NMOS管的柵極，而負電壓加到PMOS管的柵極。因為寄生電容C
GDN 和C GDP 失配，所以注入到漏極的正電荷和負電荷的數(shù)量不相等，這樣就造成模擬開關輸出端的電荷遷移，呈現(xiàn)出負向電壓的尖脈沖。因為模擬開關現(xiàn)在處于導通狀態(tài)，所以負電荷通過模擬開關的導通電阻(100Ω)很快地放電掉。在第5μs處的仿真的曲線可以說明這一點(見圖10和11)。當開關斷開時，負電壓加到NMOS管的柵極，而正電壓加到PMOS管的柵極。
從而使充電電荷加到模擬開關的輸出端。因為模擬開關現(xiàn)在處于斷開狀態(tài)，所以對這種注
入正電荷的放電路經(jīng)是一種高阻狀態(tài)(100MΩ)。這樣使開關在下次導通之前負載電容一直
存貯這個電荷。這種仿真曲線清楚地說明，CL上帶的電壓(由于電荷注入)在第25μs再次
導通之前一直保持170mV。在這一點又將等量的負電荷注入到輸出端，從而使CL上的電壓
降到0V。在第35μs此模擬開關再次導通，上述過程以這種周期方式連續(xù)進行。
圖10 用于圖11仿真輸出曲線的時序圖
圖11 100kHz模擬開關電荷注入效應仿真輸出曲線
當開關頻率和負載電阻降低時，由于模擬開關在下次切換之前才能把注入電荷泄漏掉
，所以開關輸出包含正向尖峰和負向尖峰，如圖12所示。
圖12 在開關頻率和負載電阻很低情況下模擬開關輸出曲線
問：如何改善模擬開關的電荷注入作用?
答：如上所述，電荷注入效應是由于NMOS管和PMOS管的寄生柵漏電容的失配造成的。如果使寄生柵漏電容匹配，那么就幾乎不會有電荷注入效應。ADI公司的CMOS模擬開關和多路轉換器都能夠很精密地做到這一點。通過在NMOS管的柵極和漏極之間引入一個虛擬電容(C DUMMY )的方法來解決它們之間的匹配問題，如圖13所示。遺憾的是，只有在規(guī)定的條件下才能實現(xiàn)寄生電容的匹配，即PMOS管和NMOS管的源極電壓都必須為0V。這樣做是因為寄生電容C GDN 和C GDP 不恒定，而是隨其源極電壓變化而變化的。當NMOS和PMOS管
圖13 在V
SOURCE =0V條件下，實現(xiàn)寄生電容的匹配
的源極電壓變化時，其通道深度變化，從而使C GDN 和C GDP 跟著變化。因此電荷注入效應在V SOURCE =0V時的匹配情況，對于V SOURCE 為其它值時提供參考。注：在匹配條件下，即V SOURCE =0V，模擬開關的產(chǎn)品說明中通常給出電荷注入值。在這種情況下，大多數(shù)模擬開關的電荷注入值一般都非常好，最大2~3pC，但對于V SOURCE 等于其它值，電荷注入值將增加，增加程度依具體器件而定。許多產(chǎn)品說明都給出電荷注入值與源極電壓V SOURCE 關系曲線。
問：在應用中，我如何減小電荷注入效應?
答：由于一定量的電荷注入引起的電荷注入效應在模擬開關的輸出端產(chǎn)生一種電壓毛刺。尖峰幅度是模擬開關輸出的負載電容以及開關的導通時間和關斷時間的函數(shù)，負載電容越大，輸出電壓毛刺越小，即Q=C×V或V=Q/C，其中Q恒定。當然，增加負載電容不是總能做到的，因為它會減少通道的帶寬。但是對于音頻應用來說，增加負載電容是減少那些無用的“劈拍”和“卡搭”聲的有效方法。選擇導通時間和關斷時間短的模擬開關也是減小輸出端尖峰幅度有效方法。因為在較長的時間范圍內注入相同數(shù)量的電荷，從而使電漏泄時間變長，因此使毛刺變寬，而幅度降低。有些音頻模擬開關，例如SSM?2401/SSM?2412(其導通時間規(guī)定為10ms)采用上述方法是非常有效的。還值得指出的是，電荷注入效應與模擬開關的導通電阻密切相關。通常導通電阻R ON 越低，電荷注入作用越壞。其原因顯然與導通電阻的幾何尺寸有關，因為增加加NMOS和PMOS管的面積會降低R ON ，而增大C GDN 和C GDP 。因此適當選擇R ON 來降低電荷注入效應的方法，對于許多應用也是一種選擇。
問：如何評估模擬開關和多路轉換器的電荷注入作用?
答：評估模擬開關和多路轉換器電荷注入作用的最有效方法如圖14(左)所示。用相當高的工作頻率(＞10kHz)控制開關的導通和斷開，在(高阻探頭)示波器的輸出端觀察輸出波形，測得的類似曲線如圖14(右)所示。注入到負載電容的電荷注入量按公式ΔVOUT ×CL計算，其中ΔV OUT 是輸出脈沖幅度。
圖14 電荷注入作用的評估方法
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