為克服高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器存在的電壓過沖現(xiàn)象，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略。兩類控制策略可分別使得逆變器功率器件實現(xiàn)ZVS或ZVZCS軟開關(guān)，仿真和實驗結(jié)果表明了控制策略的可行性。
1 引言
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[1～5]，如圖1所示。該電路結(jié)構(gòu)[5]由高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、高頻變壓器、周波變換器(全波式、橋式)構(gòu)成，具有電路拓撲簡潔、雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率高等優(yōu)點。
圖1 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路結(jié)構(gòu)
但這類逆變器在采用傳統(tǒng)的PWM技術(shù)時，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續(xù)的電流而造成不可避免的電壓過沖。由于這個原因，這類方案都需采用一些緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數(shù)和控制電路的復(fù)雜性為代價的，故不十分理想。
因此，在不增加電路拓撲復(fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖問題和實現(xiàn)周波變換器的軟換流技術(shù)，是高頻環(huán)節(jié)逆變技術(shù)的一個研究重點。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實現(xiàn)ZVS或ZVZCS軟開關(guān)。
2 單極性移相控制原理
根據(jù)高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、周波變換器(全波式、橋式)的組合不同，高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有6種電路拓撲[5]，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。
圖2 全橋全波式和全橋橋式逆變器電路
圖3 單極性移相控制原理
以全橋全波式高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調(diào)制成雙極性三態(tài)電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調(diào)為單極性SPWM波uDC，經(jīng)輸出濾波后得到正弦電壓uo，周波變換器功率開關(guān)在uEF為零期間進行ZVS換流。逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導(dǎo)通時間為
Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o ) (1)
當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導(dǎo)致輸出電壓uo降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導(dǎo)通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調(diào)節(jié)移相角θ可實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。
實現(xiàn)單極性移相控制的具體方案為：1、將輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較放大后得到電壓誤差放大信號ue1，ue1與載波uc比較后得到信號k1，k1下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關(guān)S1、S3的驅(qū)動信號;2、將ue1反極性信號ue2與載波uc比較后得到信號k2，k2下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關(guān)S2、S4的驅(qū)動信號;3、將載波uc下降沿二分頻、反相互補后分別得到功率開關(guān)S5(S6)、S7(S8)的驅(qū)動信號。
在逆變器穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流iLf連續(xù)時，一個高頻開關(guān)周期Ts內(nèi)可分為六個開關(guān)狀態(tài)(以uDC>0時為例)，如圖4(a)～(f)所示。圖4(a)、(b) 、(d)、(e)和圖4 (c)、(f)可分別用圖4(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器漏阻抗、功率開關(guān)通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效阻抗。
圖4 單極性移相控制逆變器開關(guān)狀態(tài)電路及等效電路
由于開關(guān)頻率Fs遠大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸出電壓頻率，在一個開關(guān)周期內(nèi)輸出電壓uo可看成恒定量。圖4(g)所示等效電路的狀態(tài)方程為
3 雙極性移相控制原理
高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器雙極性移相控制原理(以全橋全波式為例),如圖5所示。輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1、uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通，得到開關(guān)S5、S6的驅(qū)動信號。開關(guān)S7、S8的驅(qū)動信號分別與S5、S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間(圖中未畫出)。將載波信號uc1二分頻后得到開關(guān)S1和S4的驅(qū)動信號，反相后得到開關(guān)S2和S3的驅(qū)動信號。
讓周波變換器的功率開關(guān)S5與S7(S6與S8)之間存在換流重疊導(dǎo)通時間、S5與S6(S7與S8)按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點：1、周波變換器換流重疊期間實現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流，實現(xiàn)了功率器件的零電流開關(guān);2、實現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流;3、iLf極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象;4、每個開關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開通[5]。
圖5 雙極性移相控制原理
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