高頻脈沖交流中移相控制策略詳解

為克服高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器存在的電壓過(guò)沖現(xiàn)象，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略。兩類(lèi)控制策略可分別使得逆變器功率器件實(shí)現(xiàn)ZVS或ZVZCS軟開(kāi)關(guān)，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了控制策略的可行性。

　　1 引言

　　高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[1～5]，如圖1所示。該電路結(jié)構(gòu)[5]由高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、高頻變壓器、周波變換器(全波式、橋式)構(gòu)成，具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔、雙向功率流、兩級(jí)功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。

　　圖1 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路結(jié)構(gòu)

　　但這類(lèi)逆變器在采用傳統(tǒng)的PWM技術(shù)時(shí)，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續(xù)的電流而造成不可避免的電壓過(guò)沖。由于這個(gè)原因，這類(lèi)方案都需采用一些緩沖電路或有源電壓箝位電路來(lái)吸收存儲(chǔ)在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數(shù)和控制電路的復(fù)雜性為代價(jià)的，故不十分理想。

　　因此，在不增加電路拓?fù)鋸?fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過(guò)沖問(wèn)題和實(shí)現(xiàn)周波變換器的軟換流技術(shù)，是高頻環(huán)節(jié)逆變技術(shù)的一個(gè)研究重點(diǎn)。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實(shí)現(xiàn)ZVS或ZVZCS軟開(kāi)關(guān)。

　　2 單極性移相控制原理

　　根據(jù)高頻逆變器(推挽式、半橋式、全橋式)、周波變換器(全波式、橋式)的組合不同，高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有6種電路拓?fù)鋄5]，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。

　　圖2 全橋全波式和全橋橋式逆變器電路

　　圖3　單極性移相控制原理

　　以全橋全波式高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調(diào)制成雙極性三態(tài)電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調(diào)為單極性SPWM波uDC，經(jīng)輸出濾波后得到正弦電壓uo，周波變換器功率開(kāi)關(guān)在uEF為零期間進(jìn)行ZVS換流。逆變器右橋臂相對(duì)左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導(dǎo)通時(shí)間為

　　Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　(1)

　　當(dāng)輸入電壓Ui降低或負(fù)載變大時(shí)，導(dǎo)致輸出電壓uo降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導(dǎo)通時(shí)間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調(diào)節(jié)移相角θ可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。

實(shí)現(xiàn)單極性移相控制的具體方案為：1、將輸出電壓反饋信號(hào)uof與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較放大后得到電壓誤差放大信號(hào)ue1，ue1與載波uc比較后得到信號(hào)k1，k1下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開(kāi)關(guān)S1、S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào);2、將ue1反極性信號(hào)ue2與載波uc比較后得到信號(hào)k2，k2下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開(kāi)關(guān)S2、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào);3、將載波uc下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開(kāi)關(guān)S5(S6)、S7(S8)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

　　在逆變器穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流iLf連續(xù)時(shí)，一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)可分為六個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)(以u(píng)DC>0時(shí)為例)，如圖4(a)～(f)所示。圖4(a)、(b) 、(d)、(e)和圖4 (c)、(f)可分別用圖4(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器漏阻抗、功率開(kāi)關(guān)通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效阻抗。

　　圖4 單極性移相控制逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)電路及等效電路

　　由于開(kāi)關(guān)頻率Fs遠(yuǎn)大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸出電壓頻率，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)輸出電壓uo可看成恒定量。圖4(g)所示等效電路的狀態(tài)方程為

　　3 雙極性移相控制原理

　　高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器雙極性移相控制原理(以全橋全波式為例),如圖5所示。輸出電壓反饋信號(hào)uof與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號(hào)ue，ue分別與極性相反的兩個(gè)載波信號(hào)uc1、uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通，得到開(kāi)關(guān)S5、S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。開(kāi)關(guān)S7、S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別與S5、S6的信號(hào)反相互補(bǔ)，并且有換流重疊時(shí)間(圖中未畫(huà)出)。將載波信號(hào)uc1二分頻后得到開(kāi)關(guān)S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，反相后得到開(kāi)關(guān)S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

　　讓周波變換器的功率開(kāi)關(guān)S5與S7(S6與S8)之間存在換流重疊導(dǎo)通時(shí)間、S5與S6(S7與S8)按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點(diǎn)：1、周波變換器換流重疊期間實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流，實(shí)現(xiàn)了功率器件的零電流開(kāi)關(guān);2、實(shí)現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流;3、iLf極性選擇信號(hào)的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象;4、每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實(shí)現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開(kāi)通[5]。

　　圖5 雙極性移相控制原理