如今，高速模數轉換器(ADC)的種類和供應商眾多，要選擇一款合適的產品可能并非易事。當您縮小搜索范圍后，最終的抉擇往往是選取緩沖型還是無緩沖型(開關電容)轉換器。尺寸和功耗受限的應用通常傾向于無緩沖型。無論做何選擇，都可以找到許多相關的文章，提醒您注意模擬輸入接口問題，特別是在較高的中頻頻率下。
在信號鏈中使用ADC的根本目的，是在設計中以及最終在系統(tǒng)層次上實現(xiàn)最佳的動態(tài)范圍、噪聲特性(信噪比或SNR)和線性度(無雜散動態(tài)范圍或SFDR)。本文首先將闡述緩沖型與無緩沖型ADC的區(qū)別(優(yōu)缺點)，然后討論原始無緩沖ADC內部采樣網絡的反沖(一般稱為“電荷注入”)，以及如何驅動無緩沖型ADC。最后，本文將說明構建適當抗混疊濾波器(AAF)所需的特殊模擬輸入接口設計要求，并給出一個范例。
我是否需要使用無緩沖型ADC?
緩沖型與無緩沖型ADC之間存在很大差異。緩沖型的優(yōu)點比較直觀，緩沖器將模擬接口電路與內部開關電容采樣工作隔離開來，這就為ADC驅動器提供一個受控的輸入阻抗，瞬態(tài)效應(一般稱為“反沖”)大大減弱。反沖或電荷注入是指當ADC的內部采樣開關斷開和閉合時，殘余電荷被送回到輸入信號中。
緩沖器帶來的這些好處可以在一定程度上簡化模擬接口設計，并且支持更高的輸入帶寬。然而，緩沖器的缺點也是存在的，盡管不太明顯。緩沖器通常需要較高的電源電壓，這會帶來額外的電源設計問題。ADC的噪聲和線性度也會受到影響，因此在電源方面，整體ADC設計大受影響。
在系統(tǒng)層次上，多數高速ADC的輸入采用放大器驅動。因此，在常見的信號鏈應用中，緩沖器的電源有點多余。如果模擬接口電路和放大器設置為直接驅動采樣網絡，而不使用緩沖器，則整個系統(tǒng)可以得到更好的優(yōu)化。問題是如何處理提供給驅動器電路的原始采樣電容的電荷(反沖)。
去掉緩沖器是多數系統(tǒng)設計師傾向做出的妥協(xié)，因為可以額外節(jié)省功耗，但這樣一來，設計師必須面對一個棘手的任務——在轉換器與放大器之間提供一個可以實現(xiàn)的模擬接口。不用怕，因為即使無緩沖型轉換器的阻抗隨著采樣狀態(tài)(跟蹤模式與保持模式)和中頻頻率而變化，但該設計在最終應用中仍將有效。您只需在利用無緩沖型ADC進行設計時，認真遵守一些注意事項。
了解抗混疊問題
ADC是信號鏈中的一項值得注意的模擬功能。無論所選ADC是緩沖型還是無緩沖型，驅動放大器與轉換器之間都需要一個適當的AAF設計，用以降低寬帶噪聲和雜散。相比于傳統(tǒng)線性模塊(如混頻器和放大器等)，ADC具有一些非常獨特的特性，其中之一是混疊。
混疊是指所有頻率成分“折疊”到基帶或第一奈奎斯特區(qū)。如果在所需信號帶寬(目標奈奎斯特區(qū))外有不需要的雜散和噪聲，混疊就會造成問題。為此，一般會在ADC輸入端之前使用一個抗混疊濾波器。驅動放大器、抗混疊濾波器和ADC內部的采樣網絡構成一個緊密交織的系統(tǒng)，可以對其進行優(yōu)化以有效滿足大多數應用的要求，您只需要知道一些訣竅就能成功。
第一步是確定抗混疊濾波器的要求，包括阻帶抑制曲線和通帶紋波要求。這些要求一般由帶外成分決定，必須防止帶外成分混疊到目標頻段內。目標是確定可以實現(xiàn)并且仍能滿足要求的最小濾波器階數，使元件數量最少，整體系統(tǒng)復雜度最低。為便于討論，假設使用無源LC濾波器。
一旦確定濾波器后，下一步便是設置模擬接口的阻抗。較低的阻抗對ADC有利，因為它給采樣網絡帶來的驅動阻抗較低，但不利于驅動放大器。這一點在設計中很關鍵。多數驅動放大器設置為驅動大約75 Ω的阻抗(單端)，這是AAF設計的一個良好開端。
無論何種階數或類型，LC濾波器在ADC輸入端應有一個并聯(lián)電容，此電容對濾波器與ADC的接口至關重要。該并聯(lián)電容充當第一緩沖器，緩沖來自無緩沖型ADC的反沖電荷。電容越大，則對電荷反沖的抑制越好，ADC驅動性能也就越高。記住，可以在AAF中調整阻抗，以優(yōu)化ADC性能和/或放大器性能。
影響LC濾波器驅動無緩沖開關電容高速ADC的另一個因素是濾波器的輸出阻抗Q。濾波器驅動ADC的采樣網絡，所以，該輸出阻抗是ADC驅動阻抗的一部分。如果濾波器驅動網絡的Q太高，則ADC內部采樣網絡的電荷反沖會在模擬輸入端引起響鈴振蕩。這種振蕩如果沒有在一個時鐘周期內消失，就會造成額外的失真。
多數ADC模擬接口設計實際上是集總元件網絡，而不是匹配系統(tǒng)。這種“中頻片”成為“匹配”與集總元件分析——轉換器的“可用”帶寬、并聯(lián)電容要求、去Q、波長和走線長度限制——之間的過渡。了解這些變量后，我們將有多種不同的AAF權衡和設計方法可以考慮。
AAF設計示例
大多數模擬接口可以利用驅動放大器之后的LC抗混疊濾波器來設計。輸入頻率使得系統(tǒng)可以作為集總元件電路進行分析，而不涉及到阻抗匹配問題。只要信號路徑距離小于模擬輸入波長的1/10，集總元件模型就是充分有效的。即使信號路徑距離較長，通常也不要求阻抗匹配。然而，較長的信號路徑距離會帶來其他問題。
板走線路徑會將寄生電感和電容引入LC濾波器。這可以通過濾波器設計來處理，即改變?yōu)V波器元件值，以補償印刷電路板(PCB)的寄生效應。關鍵問題是要讓抗混疊濾波器的最終并聯(lián)電容盡可能靠近ADC輸入端，從而使采樣網絡中的電感最小，以免因為模擬接口的時鐘性質而引起響鈴振蕩。
為了說明這一點，考慮一個簡單的二階LC AAF設計，它包括一個串聯(lián)電感、并聯(lián)電容和端接電阻，因而該濾波器部分的傳遞函數如下：
其通用二階形式為：
如果讓這兩個傳遞函數的系數相等，可以得到：
并且：
對于大多數應用，帶寬和濾波器類型是固定的設計參數(本例為巴特沃茲型)。單憑這兩個參數并不能確定濾波器設計，最終的決定參數是阻抗水平，即濾波器的阻抗可以調整，以便有利于ADC驅動或放大器負載。
假設帶寬為200 MHz，濾波器類型為二階巴特沃茲響應。放大器設計驅動150 Ω負載，因此R = 150 Ω、L = 155 nH、C = 4 pF。然而，如果4 pF并聯(lián)電容不足以緩沖電荷反沖，則可以加大放大器的負載為代價，降低AAF阻抗，反之亦然。
從實際考慮，AAF設計還存在其他限制，如電路板物理布局布線等。例如，有時可能無法讓放大器與ADC靠得非常近，這樣一來，電路板布線就成為AAF設計的一部分。走線路徑會增加額外的串聯(lián)電感和電容，從而影響濾波器的響應。
這可以通過選擇適當的元件來處理，即降低電感值，讓電路板走線來補償實際的AAF電感值。這樣，設計的最重要部分就是在不違背制造規(guī)則的前提下，讓并聯(lián)電容盡可能靠近ADC輸入端，因為該電容要“緩沖”電荷反沖(參見下圖)。
長走線的等效電路實際上會反映一些寄生電感?？紤]上面的等效電路，它看起來像是一個不同的RLC模型。因此，這里的目標是盡量降低電路中的額外走線電感“L”，從而使可能發(fā)生的反沖響鈴振蕩最小，以免產生失真和/或不同的濾波器曲線。這只是一個例子，說明放大器、AAF和ADC需要緊密配合才能使信號鏈有效工作。
結束語
高速ADC無論采用緩沖式架構，還是采用無緩沖式架構，都有各自的理由。無緩沖型高速ADC可能需要更復雜的模擬接口設計，但就功耗而言，它可以給整體系統(tǒng)效率帶來很大的好處。無緩沖型ADC設計要求將模擬接口設計與采樣網絡作為一個整體考慮，包括放大器、AAF和ADC的內部采樣網絡。對于大多數應用，只要認真考慮上述變量，就可以圓滿完成任務。
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