寬帶放大器的設(shè)計方法以及仿真

分布式放大器能提供很寬的頻率范圍和較高的增益。有一段時間，其設(shè)計通常采用傳輸線作為輸入和輸出匹配電路。隨著砷化鎵(GaAs)微波單片集成電路的發(fā)展成熟，為了提高效率、輸出功率、減小噪聲系數(shù)，人們提出了很多種放大器電路類型，但是分布式放大器仍然是寬帶電路(如光通信電路)的主流設(shè)計。理解砷化鎵微波單片集成電路GaAs MMIC分布式放大器的設(shè)計，對很多寬帶電路的應(yīng)用都會有很大的幫助。

約翰·霍普金斯大學(xué)從198?年開始就開設(shè)了MMIC設(shè)計課程，并在讓學(xué)生在TriQuint公司的產(chǎn)線上流片。一款由Craig Moore(從198?年到2003年，他一直擔(dān)任該課程的助教)設(shè)計的分布式放大器作為該課程一個經(jīng)典的設(shè)計例子。該設(shè)計甚至經(jīng)歷了低溫環(huán)境實(shí)驗(yàn)，在液氮的低溫下表現(xiàn)出更低的噪聲系數(shù)。該放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工藝，其增益比基于0.5μm GaAs偽高電子遷移率晶體管PHEMT的新電路略低，2006年的新課程中則采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他電路作為例子。本文將介紹寬帶放大器的設(shè)計方法以及仿真和實(shí)測的結(jié)果。

　　圖1：采用微帶傳輸線的分布式放大器電路結(jié)構(gòu)圖。

　　分布式放大器使用寬帶傳輸線給一組有源器件注入輸入信號(如圖1)，同時另一條并行的傳輸線用于收集各個有源器件的輸出信號，并將其疊加。每一級提供相當(dāng)?shù)脑鲆?，但是增益分布在一個很寬的頻率范圍內(nèi)。和級聯(lián)設(shè)計相比，總增益是各級增益之和，而不是各級增益的乘積。但使用集總參數(shù)元件來近似分布式傳輸線時(如圖2)，集總參數(shù)傳輸線的到地并聯(lián)電容，被晶體管的寄生電容代替。集總參數(shù)元件的等效傳輸線作為一個低通濾波器使用，其截止頻率和晶體管的寄生電容成反比。因此晶體管的尺寸直接決定了電路的工作頻率上限。設(shè)計總要綜合考慮的各種參數(shù)包括：放大器的級數(shù)、有源器件的尺寸、器件的工藝類型(如果有多種類型)以及每一級的直流偏置。更多的級數(shù)意味著更大的增益-帶寬積，但是也會引入更大的功耗。一旦晶體管的尺寸確定，就可以使用仿真軟件來優(yōu)化增益、反射系數(shù)、輸出功率和噪聲系數(shù)等各項(xiàng)參數(shù)。

　　圖2：采用集總參數(shù)元件的分布式放大器電路結(jié)構(gòu)圖(其中CGS和CDS分別表示柵電容和漏極電容)。

　　由于分布式放大器的應(yīng)用場合很多，對各項(xiàng)性能指標(biāo)的要求很靈活，寬帶增益是其中最重要的一項(xiàng)指標(biāo)。在Craig Moore這個設(shè)計例子中，采用了增強(qiáng)型PHEMT器件，因?yàn)樵鰪?qiáng)型器件只需要一組正電壓供電。為了能提供和198?年TriQuint半導(dǎo)體公司采用的0.5μm GaAs MESFET工藝的電路相同的性能，該設(shè)計采用了0.5μm GaAs PHEMT工藝，并且使用3級晶體管放大拓?fù)洹榱诉m應(yīng)電池供電的應(yīng)用，選用3.3V電壓。當(dāng)然為了滿足不同的客戶需求，工作電壓和電流可以方便的在較大范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。在1.5V和14mA的供電下，仿真結(jié)果顯示：僅損失了2dB增益，并且柵電壓在1.5V到5.0V，漏極電流在14~35mA之間變化時，性能的變化也很小。為達(dá)到最佳增益、匹配性能，采用安捷倫?司的計算機(jī)輔助工程軟件ADS進(jìn)行線性仿真，確定合適的電感值、PHEMT尺寸。

　　圖3：PHEMT分布式放大器的匹配、增益、噪聲系數(shù)和穩(wěn)定因子的仿真結(jié)果。
通過理想的仿真計算，該設(shè)計選用了6×30μm的增強(qiáng)型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的設(shè)計中在MESFET管的漏極增加了一些額外的匹配元件，以保證有效輸出電容和柵極輸入容抗相同。此時輸入和輸出的集總參數(shù)傳輸線將是對稱的，其相位延遲也相同。文章還比較了這種輸入輸出傳輸線對稱的匹配方案和另一種漏級電容獨(dú)立優(yōu)化的方案(漏極電感和柵極不對稱)。對于這個簡單的3級PHEMT設(shè)計，柵極和漏極輸入線的相移差別很小，這里就采用較簡單的非對稱方案。如果輸入輸出傳輸線的相位差較大，這種方案的就不能有效的合并各級的增益。下一步使用TriQuint公司提供的電感、電阻、電容以及互連線模型取代理想元件，進(jìn)行更真實(shí)的仿真。圖3顯示了期望的最終放大電路的增益、匹配度、穩(wěn)定因子和噪聲系數(shù)。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置設(shè)計，以限制其功耗在100mW以內(nèi)，并實(shí)現(xiàn)了輸出功率和三階互調(diào)截止點(diǎn)的折中。圖4是該電路的版圖，同時還包含了兩個有探針接入端的測試模型管：一個是設(shè)計中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT，另一個是普通的6×50μm耗盡型PHEMT。

　　圖4：3級分布式放大器的版圖(包括180μm柵寬的增強(qiáng)型測試建模管和一個300μm柵寬的耗盡型測試建模管)。

　　一個典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線的50歐負(fù)載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線方法。本設(shè)計采用了50歐姆輸入輸出線，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線的一端的50歐姆終結(jié)負(fù)載和一個較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過通孔接地，這樣既能保證射頻信號接地，又能實(shí)現(xiàn)隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結(jié)負(fù)載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結(jié)電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個重要的設(shè)計參數(shù)，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會減小滾降速度，但是同時會增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會增大版圖面積。

　　在提交產(chǎn)線流片之前，各設(shè)計還必須經(jīng)過嚴(yán)格的設(shè)計規(guī)則檢查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC設(shè)計課程開始，約翰·霍普金斯大學(xué)就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規(guī)則進(jìn)行設(shè)計規(guī)則檢查。另外還使用了“版圖轉(zhuǎn)電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進(jìn)一步比較從ADS中提取出來的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實(shí)際電氣連接。有時設(shè)計雖然能通過DRC檢查，但是仍然會有一些致命的錯誤，只有LVS工具才能發(fā)現(xiàn)這些問題。新版本的ADS已經(jīng)具備內(nèi)置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯誤，但是外部的LVS檢測仍然是很有必要的。

　　圖5：分布式放大器電路的直流等效電路，可以看出流經(jīng)電感L35的電流只引起很小的壓降。

　　圖6：實(shí)測的輸出功率和效率結(jié)果。
　表1：PHEMT分布式放大器在3.3V電壓和25mA電流偏置下的各項(xiàng)指標(biāo)實(shí)測結(jié)果。

　　圖6和表1是整個電路的實(shí)際測試結(jié)果?？梢钥吹皆?.3V的24mA直流供電下，該電路達(dá)到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的輸出功率。噪聲系數(shù)的實(shí)測值和仿真值也很接近(圖7)，在5到6GHz頻段，噪聲系數(shù)僅為2dB，這在具備1~10GHz的10倍頻程(decade)帶寬的電路中算是很出色的表現(xiàn)了。54平方密爾(mil-square)的芯片上還放置了很多其它器件，包括一個設(shè)計中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT測試建模管。在3V和3.3 V電壓下，8~9mA電流時，分別測試了這個模型管，并將其S參數(shù)用于電路進(jìn)行二次仿真。圖8為該P(yáng)HEMT模型管的版圖。圖9和圖10則是針對測試管的實(shí)測和仿真數(shù)據(jù)的比較。由于測試的參考面不同，測試模型管的寄生參數(shù)和實(shí)際電路中使用的晶體管有微小的區(qū)別，正是這些巨別導(dǎo)致了測試值和再仿真結(jié)果(使用ADS和Sonnet軟件)在高頻段有一些差別。對以單獨(dú)的6×30μm模型管而言，其實(shí)測值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

　　圖7：使用噪聲分析儀測試的增益和噪聲系數(shù)，和ADS仿真的結(jié)果對比。

　　圖8：6×30μm柵寬的增強(qiáng)型PHEMT測試建模管的版圖。

　　圖9：實(shí)測的(藍(lán)色)增強(qiáng)型PHEMT測試建模管的前向傳輸參數(shù)S21和仿真結(jié)果(紅色)的對比。

　　MMIC建模非常復(fù)雜，例如，在仿真時是否可以忽略互連線的影響。忽略互連線可以極大的簡化設(shè)計，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線的模型都是在其長度超過幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實(shí)際MMIC設(shè)計中很少會發(fā)生這種情況。典型的微帶線模型一般都會高估其長度(即電感)效應(yīng)。另外，還要考慮是否需要一個電磁仿真，以確保原始設(shè)計中忽略的寄生參數(shù)不會有太大的影響。除非設(shè)計者確實(shí)想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會有問題。
盡管單獨(dú)的6*30μm PHEMT模型管的實(shí)測值和仿真結(jié)果很吻合，但是把晶體管的實(shí)測數(shù)據(jù)帶入電路進(jìn)行二次仿真，確實(shí)得出了更接近實(shí)測值的高端滾降特性。設(shè)計者再次使用了Sonnet公司的電磁仿真軟件，以5平方微米的分辨率以及100μm的襯底厚度對整個設(shè)計進(jìn)行電磁仿真。對于Sonnet軟件，這個電路面積相對較大，以至于必須分割成兩個子塊來分析。使用Sonnet電磁仿真結(jié)果加上實(shí)測的晶體管參數(shù)，得出的整個電路的各項(xiàng)指標(biāo)和實(shí)際測試值吻合。Sonnet軟件的仿真結(jié)果和ADS的二次仿真結(jié)果也很吻合(圖12、13、14)，注意：增益和匹配在高頻段(10GHz左右)形狀相似，但是仍然略有差別。盡管這些差別很小，但是仍然有必要尋找這些差異的解釋。約翰·霍普金斯大學(xué)MMIC學(xué)科的學(xué)生反而能從這些差別中學(xué)到更多東西。尋找這些差別的來源，更有利于增長他們的設(shè)計經(jīng)驗(yàn)。使用TriQuint公司的產(chǎn)線為其流片，并讓學(xué)生參與成品的測試，使該項(xiàng)課程更具實(shí)際意義，因而得到了大家的一致好*。約翰·霍普金斯大學(xué)也對TriQuint、Agilent(原EEsof)和Applied Wave Research等公司的有力支持表示衷心的感謝。

圖10:實(shí)測的(藍(lán)色)6×30μm柵寬增強(qiáng)型PHEMT測試建模管的S21和S22和仿真結(jié)果(紅色)的對比。

　　圖11：采用Sonnet軟件競相電磁仿真時采用的版圖，電路被分成兩塊，分析每塊采用的分辨率為2.5μm。

　　圖12：實(shí)測的晶體管數(shù)據(jù)和ADS軟件方針結(jié)果(淡藍(lán)色)、Sonnet仿真結(jié)果(紅色)的對比。

　　采用PHEMT器件的分布式MMIC放大器在1~10GHz的頻率范圍內(nèi)顯示出平坦的寬帶增益，并且其噪聲系數(shù)比以前的MESFET方案更小。如設(shè)計所預(yù)期，0.5μm柵長的PHEMT器件在3~3.3V，28~32mA的供電條件下，取得了理想的增益和噪聲性能，功耗僅為100mW，且偏置范圍有一定的調(diào)節(jié)空間(可以在20到175mW之間調(diào)節(jié))。使用模型管參數(shù)帶入ADS和Sonnet軟件再仿真的結(jié)果也和實(shí)測結(jié)果吻合。實(shí)測的輸出功率、DC偏置和噪聲系數(shù)等指標(biāo)也和仿真結(jié)果吻合。分布式放大器中，在輸入輸出饋線端使用集總元件或分布式傳輸線，以吸收晶體管的電容的方法，可以廣泛的應(yīng)用于其他的MMIC工藝和設(shè)計之中。

　　圖13：輸入反射系數(shù)S11的實(shí)測值，ADS仿真值(紅色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對比。

　圖14：輸出反射系數(shù)S22的實(shí)測值(紅色)，ADS仿真值(藍(lán)色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對比。