利用比較器/DAC組合解決數(shù)據(jù)采集問題

摘要：以下討論驗證了一個被現(xiàn)存A/D轉(zhuǎn)換器應(yīng)用所忽略的選擇：有些條件下采用分立的比較器和D/A轉(zhuǎn)換器更容易實現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換。這種替代方案通常采用不同的測試方法，但是具有低成本、高速度、更大靈活性以及更低功耗等優(yōu)點。

盡管當(dāng)前趨勢全部集中一個方向-設(shè)計者需要使用A/D轉(zhuǎn)換器時通常選定一個集成的A/D轉(zhuǎn)換器(ADC)。大多數(shù)工程師并沒有意識到還有降低ADC性價比的其它替代方案。而模擬比較器、D/A轉(zhuǎn)換器(DAC)和信號處理一起恰好就是構(gòu)成逐次逼近ADC的核心電路。

某些特定領(lǐng)域，分立比較器/DAC的使用非常普遍。自動測試設(shè)備、核脈沖反應(yīng)堆高度監(jiān)測器以及自動化時域反射計等，通常都采用這種技術(shù)，DAC用于驅(qū)動比較器的一個輸入，另一個輸入由被監(jiān)測信號驅(qū)動。接下來是通用測試問題以及特定方法的選擇，事實上，此時采用比較器/DAC組合比采用現(xiàn)成的ADC更受歡迎。

瞬態(tài)電壓分析

捕獲快速幅度變化事件(瞬態(tài))的"強(qiáng)力"技術(shù)就是采用處理器支持的高速ADC和RAM對其進(jìn)行簡單量化(圖1)。單觸發(fā)事件可能必須采用這種方法，因為需要獲取瞬態(tài)細(xì)節(jié)。然而，如果瞬態(tài)是重復(fù)性的，則可采用DAC/比較器的方法測量它們的峰值幅度及其它特性(圖2)。

圖1. 采用"強(qiáng)力"法進(jìn)行瞬態(tài)分析，ADC電路耗電大且價格昂貴

圖2. 如果圖1應(yīng)用可接受對幅度進(jìn)行重復(fù)測量，用DAC/比較器組合替代ADC可省電并降低成本

比較器的一個輸入引腳由DAC設(shè)置判定電平，瞬態(tài)信號施加到另一個輸入。通過調(diào)整DAC輸出可確定峰值瞬態(tài)幅度，超越門限時，采用數(shù)字鎖存捕獲比較器的輸出響應(yīng)。僅需要比較器輸入支持瞬態(tài)帶寬，任意長的DAC輸出建立時間并不會影響測量精度。這樣，在模擬域可用低成本DAC和比較器代替昂貴的ADC.

需注意的是，在監(jiān)視模擬電壓時必須考慮容限。許多自診斷設(shè)備監(jiān)視系統(tǒng)電壓、溫度以及其它模擬量，容限值在軟件中設(shè)置。然而，如果這種比較由比較器實現(xiàn)，設(shè)置值由DAC提供，這樣可減輕處理器負(fù)荷，因為只需要讀取一位來表示超限狀態(tài)。

這種技術(shù)(模擬域比較)與ADC技術(shù)(數(shù)字域比較)具有相同精度，對于一個設(shè)置點時，可通過簡單比較實現(xiàn)，為什么還要對整個值進(jìn)行量化?必須提及的一種情況是：如果與幾個設(shè)置點進(jìn)行比較時，例如：報警上限/下限和關(guān)斷的下限/上限電平，可選擇ADC,否則需要4路DAC和4個比較器。

由DAC構(gòu)建簡單的ADC

便攜式儀器受成本和尺寸限制，有些情況下可以利用DAC實現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換功能。例如，蜂窩電話和醫(yī)療電子通常采用DAC調(diào)整LCD對比度電壓(圖3)。有時可通過簡單添加一個比較器和開關(guān)，監(jiān)視溫度或電池電壓(如上所述)。那么現(xiàn)有DAC可執(zhí)行兩種任務(wù)，在DAC執(zhí)行模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換時關(guān)閉顯示器。作為另一種替代方案，由模擬開關(guān)和電容構(gòu)成的簡單采樣/保持電路(圖4)可在A/D轉(zhuǎn)換期間維持LCD的對比度電壓。

圖3. 該電路常見于便攜儀器

圖4. 對圖3增加兩個比較器，由DAC實現(xiàn)ADC功能，節(jié)省成本

另外一種方法就是用一個低成本雙路DAC替代現(xiàn)有單路DAC.雙路DAC中的一路用于產(chǎn)生LCD對比度電壓，另一路用于構(gòu)成ADC.無論單路還是雙路，都需要DAC和比較器支持快速、驅(qū)動DAC的簡單程序，以及對比較器采樣來實現(xiàn)逐次逼近(參見sidebar,逐次逼近)。

設(shè)計考慮

DAC和比較器的結(jié)合非常簡單。信號作用到比較器的同相輸入端，DAC提供的數(shù)字可編程門限作用到反相輸入端。只要信號比門限值大，比較器就會產(chǎn)生邏輯高電平輸出。但在使用時必須注意幾個方面。

為確保精確的門限電平，考慮到比較器的輸入偏置電流以及比例網(wǎng)絡(luò)，DAC的直流輸出阻抗應(yīng)很小。在超低功耗電路中更應(yīng)注意，DAC的輸出阻抗可能高達(dá)10kΩ。

DAC的另一個要求是低交流輸出阻抗。否則，比較器輸出的高速數(shù)字信號的壓擺率經(jīng)過布線寄生電容耦合，將產(chǎn)生輸入瞬態(tài)變化，導(dǎo)致自激并降低精度。如果允許犧牲一定的建立時間，可在比較器輸入端增加一個旁路電容來降低DAC的交流輸出阻抗。DAC輸出放大器的大電容負(fù)載可導(dǎo)致不穩(wěn)定或振蕩，但這個問題可在DAC輸出串聯(lián)一個電阻加以修正。

比較器的主要問題是滯回。大多數(shù)比較器電路帶有滯回，以防止噪聲和振蕩，但使用滯回時必須謹(jǐn)慎-它會造成門限值隨輸出而改變。如果系統(tǒng)可對受輸出狀態(tài)影響的滯回進(jìn)行補(bǔ)償，可以接受這種配置;否則，應(yīng)當(dāng)避免滯回。

如果采用的比較器具有內(nèi)部滯回并且不能禁止，可確保DAC輸出總是在相同方向逼近比較器門限，這樣可消除負(fù)面影響。通過在每位測試完成后將DAC設(shè)置為零，便于達(dá)到這一目的;例如，在本文最后列出的偽代碼后增加一行(參見sidebar,逐次逼近)。

另一選擇是，通過增加一個小電容反饋也可消除滯回，這會加速比較器在線性工作區(qū)的轉(zhuǎn)換。或者，增加一個輸出觸發(fā)器或鎖存器，在給定時刻捕獲比較器輸出狀態(tài)。

當(dāng)前比較器都能夠很好地處理擺率受限的輸入信號。例如，Maxim公司的MAX913和MAX912在這方面尤其有效，因為它們在線性工作區(qū)能夠確保穩(wěn)定。圖5列舉了MAX913在高速、12位應(yīng)用中的性能。圖6電路(超低功耗8位轉(zhuǎn)換器)在不使用時可將其關(guān)閉以節(jié)省能量。

圖5. 由于比較器在其線性工作區(qū)保持穩(wěn)定，該高速、12位幅度采集器可處理低速輸入電壓而不會出現(xiàn)振蕩

圖6. 該低電壓、8位數(shù)據(jù)采集器替代ADC具有幾個優(yōu)勢：低成本、低功耗、以及采樣間隔期間關(guān)斷功能

DAC/比較器組合IC

Maxim提供3款單芯片器件可大大簡化設(shè)計，這些芯片組合了比較器和DAC.每款器件都非常適合本文應(yīng)用及其它多種應(yīng)用。

例如，MAX516是一款4通道器件，具有亞微秒速度，非常適合多種中等速度、多通道應(yīng)用(圖S1a)。

圖S1. Maxim 8位DAC/比較器IC包括4通道MAX516 (a)、高速、TTL兼容MAX910 (b)、以及ECL兼容MAX911(未列出)

MAX910是單通道、高速、TTL輸出DAC/比較器，具有8ns傳輸延遲(圖S1b)。類似器件(MAX911)具有更高速度--ECL互補(bǔ)輸出，4ns傳輸延遲。

逐次逼近

逐次逼近采用天平和一系列用于確定物體重量的二進(jìn)制權(quán)重(權(quán)重相對值為1、2、4、8、16等)的方式很容易說明。確定一個未知重量的最快方法(逐次逼近)，首先，將未知重量與最大權(quán)重進(jìn)行比較。根據(jù)天平指示，要么移除該重量，要么增加下一個最大重量，按這種方式一直到最小的權(quán)重。物體的重量就是天平盤上剩余權(quán)重的總和。

在逐次逼近ADC中，內(nèi)部DAC的位模擬系列二進(jìn)制重量，比較器輸出模擬天平指示。驅(qū)動權(quán)位處理的邏輯保存在封裝好的ADC的逐次逼近寄存器(SAR)或者控制DAC/比較器電路的處理器軟件子程序，該子程序可由不到20行的代碼來實現(xiàn)。

表S1. 逐次逼近偽代碼

應(yīng)用

本章節(jié)列舉了DAC/比較器架構(gòu)比集成ADC所具備的優(yōu)勢。所討論的應(yīng)用電路既常見又簡單，但然，也存在一些共性問題。

首先，考慮采用低成本方法實現(xiàn)電力線電壓跌落、浪涌以及瞬態(tài)檢測和故障記錄。理想的設(shè)計是采用墻上設(shè)備監(jiān)測電力線異常，并將每次異常發(fā)生的時間記錄到RAM中(電壓跌落和浪涌的持續(xù)時間可以從幾毫秒到幾小時;瞬態(tài)可能短至10微秒)。監(jiān)視器必須記錄電力線完全失效的持續(xù)時間，因此，監(jiān)視器應(yīng)當(dāng)由電池供電。

傳統(tǒng)解決方案是采用控制器和ADC.由于轉(zhuǎn)換器連續(xù)對電力線電壓采樣，控制器需將每次采樣值與軟件中用戶設(shè)定的限制進(jìn)行比較，并將任何超出規(guī)定的狀態(tài)記錄到RAM.由于系統(tǒng)必須能夠追蹤到短至10?s的瞬態(tài)情況，ADC采樣間隔必須相當(dāng)短-保守估算時間可以長達(dá)2.5?s.因此，控制器必須以1/2.5?s = 400ksps的速率進(jìn)行采樣處理。

如果軟件比較具有高效編碼并且ADC無需處理器干預(yù)，系統(tǒng)每次采樣可執(zhí)行少于10條指令，這就要求處理器具有4MIPS的能力。這種執(zhí)行能力并不適合采用電池供電(圖1)。需要考慮用模擬方法對輸入瞬態(tài)偏離進(jìn)行響應(yīng)，用以替代連續(xù)跟蹤方案。

在這種情況下，DAC/比較器替代方案提供了幾個明顯優(yōu)勢。需要4個DAC和4個比較器(或一片MAX516)，后面連接一個4路設(shè)置/復(fù)位觸發(fā)器。一組DAC/比較器/FF監(jiān)測高瞬態(tài)電壓，一組監(jiān)測低瞬態(tài)電壓，一組用于監(jiān)測電網(wǎng)跌落，一組用于監(jiān)測浪涌(圖2)。瞬態(tài)電壓直接耦合到比較器，連接到電壓跌落和浪涌監(jiān)測比較器的輸入首先要進(jìn)行整流和濾波，以獲得電網(wǎng)電壓的平均值。可在軟件中調(diào)整到合適的rms.

系統(tǒng)每T秒進(jìn)行采用并對觸發(fā)器復(fù)位，此處T為瞬態(tài)記錄時間分辨率(也許為60s)。高、低瞬態(tài)電平DAC用于設(shè)置所要求的門限。電壓跌落和浪涌DAC在每T秒間隔后進(jìn)行調(diào)整，采用逐次逼近技術(shù)產(chǎn)生高、低門限，以跟蹤目前平均值。

假設(shè)執(zhí)行逐次逼近以及其它任務(wù)的子程序具有1000條指令(保守估計)，對于T = 60s,CPU平均每秒執(zhí)行17條指令。執(zhí)行速率是0.00002 MIPS-非常適合低功耗系統(tǒng)，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于ADC方案的4 MIPS.為進(jìn)一步降低功耗，控制器可在大部分時間內(nèi)處于"休眠",僅在處理電力線異常時喚醒。將電壓比較從軟件方式轉(zhuǎn)換為模擬硬件方式，該電路大大降低了功耗、設(shè)計復(fù)雜性以及成本。

較低的故障檢測和診斷維護(hù)成本

打印頭控制、車輛控制以及許多其它機(jī)電應(yīng)用，需嚴(yán)格監(jiān)視內(nèi)部電壓和溫度以確定何時更換工作模式。極端情況下，這種反饋可使系統(tǒng)避免全部關(guān)斷自毀。例如，在必要時步進(jìn)電機(jī)控制器必須調(diào)整輸出MOSFET的柵極驅(qū)動以避免線性工作時消耗過多功率。

監(jiān)測這些問題的傳統(tǒng)方法是采用ADC (圖7a)。處理器控制ADC進(jìn)行周期性測量，與控制處理保持時間常數(shù)一致。然后對結(jié)果的量化值進(jìn)行縮放后與軟件中的門限進(jìn)行比較。如果超出范圍，可觸發(fā)糾正動作或者全部關(guān)斷系統(tǒng)。

另外一種方法是采用DAC/比較器組合(圖7b)。靜態(tài)DAC輸出建立關(guān)斷門限或比較器觸發(fā)值。當(dāng)溫度變化造成比較器觸發(fā)，比較器會對處理器發(fā)出中斷來啟動糾正動作，必要時，處理器還可以通過啟動基于軟件的逐次逼近程序來確定極限溫度值。

圖7. 在這種情況下，用DAC和比較器(b)替換ADC (a)可降低系統(tǒng)成本、響應(yīng)時間以及軟件開銷

另一方面，為支持ADC,處理器在跳轉(zhuǎn)到關(guān)斷子程序之前必須輪詢ADC、輸入采樣值并與先前設(shè)定值進(jìn)行比較。這樣，DAC/比較器不僅節(jié)約成本，而且提供了比采用ADC的更快響應(yīng);同時還減小了處理器開銷。

時域反射計

最后，低成本、低功耗DAC/比較器組合(相對于ADC)在便攜式時域反射計(TDR)中非常實用-一種用于檢測電纜的不連續(xù)性并可測量中間傳輸長度的儀器。廉價的便攜式TDR隨著網(wǎng)絡(luò)電纜的增加變得非常普遍。

TDR工作原理類似于雷達(dá);沿著線纜發(fā)送一個主脈沖并監(jiān)測由開路、短路、或者其它電纜阻抗不連續(xù)產(chǎn)生的反射。發(fā)射脈沖及其反射波傳輸延時間隔大約為每英尺3.3ns,假設(shè)線傳輸速率為0.6c (光速的十分之六)。那么，在電子學(xué)上10ns時間分辨率可分辨出大約3英尺距離的不連續(xù)性。

接收到的脈沖幅度和發(fā)送脈沖幅度的比用于計算反射系數(shù)。知道反射系數(shù)和電纜阻抗就可以計算不連續(xù)阻抗，從這些信息可推斷出不連續(xù)的原因。同軸電纜在反射回路上對脈沖的衰減使其變得復(fù)雜，因此，軟件必須對此進(jìn)行補(bǔ)償，通常根據(jù)測量距離施加一個幅度修正。

本應(yīng)用中的ADC必須每個5ns轉(zhuǎn)換一次(200Msps)。盡管廠商可以提供這種ADC,但價格非常昂貴，而且功耗大，通常不適合便攜式應(yīng)用。

實際應(yīng)用中的手持式TDR模擬前端(圖8)能夠說明上述觀點。為了便于說明，這里沒有包括數(shù)字電路。盡管簡單并且沒有特殊元件，該電路仍具有很好性能。能夠可靠地測量端接阻抗并且對于500英尺長的電纜具有5%測量精度?？蓽y量長達(dá)2000英尺的開路或短路故障。重要的是，系統(tǒng)(包括顯示和數(shù)字電路)可在9V堿性電池下工作長達(dá)20小時。

圖8. 該時域反射計的模擬部分采用DAC/比較器代替ADC

圖8中比較器(IC3)采用單電源供電、地電位檢測以及僅10ns傳輸延遲。DAC (IC4)為雙通道器件，一方面用于脈沖高度測量，另一方面驅(qū)動LCD對比度控制(如圖3)。注意DAC為反向驅(qū)動;電流輸出端連接在一起由經(jīng)過緩沖的電壓基準(zhǔn)驅(qū)動，基準(zhǔn)輸入作為電壓輸出(每路帶有一個外部放大器緩沖)。

利用簡單的脈沖單穩(wěn)態(tài)電路(沒有列出)驅(qū)動Q1基極，利用正向、持續(xù)時間為10ns的脈沖依次驅(qū)動電纜。電纜的所有反射通過C3耦合到比較器。

IC5為1.2V輸出帶隙基準(zhǔn)，由放大器IC2d緩沖，為IC4雙路DAC提供基準(zhǔn)電壓。該基準(zhǔn)電壓被IC2c兩倍增益放大器放大后，為比較器同相輸入提供2.5V直流電平。DAC A在比較器反相輸入端施加一個0V至3.8V電壓。高于2.5V的電平用來判斷正向脈沖高度，低于2.5V的電平用來判斷負(fù)向脈沖幅度。

每個輸入到傳輸線的脈沖還經(jīng)過了數(shù)字電路可變延遲線，該延遲線是由計數(shù)器控制的20ns延遲單元串接而成。來自數(shù)字部分經(jīng)過延遲的脈沖驅(qū)動兩個觸發(fā)器(IC1a和IC1b)的D輸入端，觸發(fā)器由比較器互補(bǔ)TTL輸出輪流觸發(fā)。這樣，時間測量取決于返回脈沖和通過延遲線脈沖的競爭：如果D輸入比時鐘變化到來得早，觸發(fā)器輸出為高，否則，輸出為低。

測量時，將DAC輸出設(shè)置為最低值并重復(fù)調(diào)整延遲，直到觸發(fā)器輸出保持為零，讀取計數(shù)器。同樣，測量返回脈沖高度時，重復(fù)調(diào)整DAC輸出直到觸發(fā)器輸出保持為零，然后讀取DAC.注意，兩個觸發(fā)器需要捕獲正脈沖和負(fù)脈沖的前沿。前沿是指正脈沖的上升沿和負(fù)脈沖的下降沿;如果兩個脈沖施加到一個觸發(fā)器，脈沖寬度可能產(chǎn)生所不期望的延遲。

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