LDO噪聲詳解

引言

隨著通信信道的復雜度和可靠性不斷增加，人們對于電信系統的要求和期望也不斷提高。這些通信系統高度依賴于高性能、高時鐘頻率和數據轉換器器件，而這些器件的性能又非常依賴于系統電源軌的質量。當使用一個高噪聲電源供電時，時鐘或者轉換器 IC 無法達到最高性能。僅僅只是少量的電源噪聲，便會對性能產生極大的負面影響。本文將對一種基本 LDO 拓撲進行仔細研究，找出其主要噪聲源，并給出最小化其輸出噪聲的一些方法。

表明電源品質的一個關鍵參數是其噪聲輸出，它常見的參考值為 RMS 噪聲測量或者頻譜噪聲密度。為了獲得最低 RMS 噪聲或者最佳頻譜噪聲特性，線性電壓穩(wěn)壓器(例如：低壓降電壓穩(wěn)壓器，LDO)，始終比開關式穩(wěn)壓器有優(yōu)勢。這讓其成為噪聲敏感型應用的選擇。

基本 LDO 拓撲

一個簡單的線性電壓穩(wěn)壓器包含一個基本控制環(huán)路，其負反饋與內部參考比較，以提供恒定電壓—與輸入電壓、溫度或者負載電流的變化或者擾動無關。

圖 1 顯示了一個 LDO 穩(wěn)壓器的基本結構圖。紅色箭頭表示負反饋信號通路。輸出電壓 VOUT 通過反饋電阻 R1 和 R2 分壓，以提供反饋電壓 VFB。VFB 與誤差放大器負輸入端的參考電壓 VREF 比較，提供柵極驅動電壓 VGATE。最后，誤差信號驅動輸出晶體管 NFET，以對 VOUT 進行調節(jié)。

圖 1 LDO 負反饋環(huán)路

簡單噪聲分析以圖 2 作為開始。藍色箭頭表示由常見放大器差異代表的環(huán)路子集(電壓跟隨器或者功率緩沖器)。這種電壓跟隨器電路迫使 VOUT 跟隨 VREF。VFB 為誤差信號，其參考 VREF。在穩(wěn)定狀態(tài)下，VOUT 大于 VREF，其如方程式 1 所描述：

圖 2 LDO 參考電壓緩沖

其中，1 + R1/R2 為誤差放大器必須達到穩(wěn)態(tài)輸出電壓 (VOUT) 的增益。

假設電壓參考不理想，并在其DC輸出電壓(VREF)上有一個有效噪聲因數VN(REF)。假設圖 2 中所有電路模塊均理想，VOUT 便為噪聲源的函數?？梢暂p松地對方程式 1 進行修改，以考慮到噪聲源，如方程式 2 所示：

其中，VN(REF) 為輸出的單獨噪聲影響因素，如方程式 3 所示：

通過方程式 2 和 3，我們可以清楚地看到，更高的輸出電壓產生更高的輸出噪聲。反饋電阻 R1 和 R2 設置(或者調節(jié))輸出電壓，從而設置輸出噪聲電壓。因此，許多LDO器件的特點是，噪聲性能與輸出電壓有關。例如，VN = 16 µVRMS×VOUT 說明了一種標準的輸出噪聲描述方式。

主要 LDO 輸出電壓噪聲源

對于大多數典型的LDO器件來說，主要輸出噪聲源為方程式3所示經過放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異，但一般都是如此。圖 3 為一個完整的結構圖，顯示了其各個電路組件的相應等效噪聲源。由于任何有電流流過的器件都是一個潛在的噪聲源，圖 1 和圖 2 所示所有單個組件均為一個噪聲源。

圖 4 由圖 3 改畫而來，目的是包括 OUT 節(jié)點的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為：

圖 3 等效噪聲源 LDO 拓撲

圖 4 統一噪聲源 LDO 拓撲

在大多數情況下，由于參考電壓模塊即能帶隙電路由許多電阻器、晶體管和電容器組成，因此 VN(REF) 往往會大于該方程式中最后三個噪聲源，其中 VN(REF) >> VN(R1) 或者 VN(REF) >> VN(R2)。因此，方程式 4 可以簡化為：

就高性能 LDO 器件而言，常見的方法是添加一個降噪 (NR) 引腳，以消除參考噪聲。圖5描述了NR引腳如何降低噪聲。由于VN(REF)為主要輸出噪聲源，因此我們在參考電壓模塊(VREF)和誤差放大器之間插入一個RC濾波電容器CNR，旨在減少這種噪聲。RC 濾波器減少噪聲的程度由一個衰減函數決定：

其中

圖 5 參考噪聲濾波器 LDO 拓撲

圖 6 RMS 噪聲與輸出電壓的關系

因此，放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，則方程式5變?yōu)椋?/p>

在現實世界中，所有控制信號電平均依賴于頻率，包括噪聲信號在內。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過誤差放大器濾波，其方式與使用 RC 濾波器類似。但在實際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能，其為高性能 LDO 的另一個關鍵性能參數。為了滿足這種矛盾的要求，IC 廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實現最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強制要求，則這樣做會帶來 NR 引腳功能的使用。

典型電路中參考噪聲的控制

放大參考噪聲

TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見配置參數。請注意，為了便于閱讀，TPS74401 產品說明書的軟啟動電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

表 1 設置參數

首先，使用一個可忽略不計的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設置的對比情況。如前所述，主要噪聲源 VN(REF) 通過反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：

其中，VN(Other)為所有其它噪聲源的和。

如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN(REF)(斜率項)可估算為 19 µVRMS，而 VN(Other)(y 截距項)為 10.5 µVRMS。正如在后面我們根據“降噪(NR)引腳效應”說明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應最小化至可忽略不計水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN(REF) 為主要噪聲源。

請注意，當　OUT　節(jié)點短路至 FB 節(jié)點時噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1(R1=0)。圖 6 顯示，該最小噪聲點約為 30 µVRMS。

抵銷放大參考噪聲

本小節(jié)介紹一種實現最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個前饋電容器 CFF 向前傳送(繞開)R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：

輸出噪聲變?yōu)椋?/p>

圖 7 使用噪聲最小化前饋電容(CFF) 的 LDO 拓撲

圖 8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設置的變化。請注意，每個 RMS 圖線上各點代表上述電路狀態(tài)下整個給定帶寬的完整噪聲統計平均數。正如我們預計的那樣，所有曲線朝 30 µVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說，由于 CFF 效應，噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。

圖 8 前饋電容對噪聲的影響

圖 8 對此進行了描述。CFF 值大于 100nF時，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統計平均數影響不大。為了觀察 CFF 的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明，CFF=10µF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點頻率。R1 等于 31.6 kΩ 時計算得到的 CFF值，請參見表 2。

表 2 計算得諧振頻率

圖 9 表明，50 Hz 附近時，CFF=100 nF 曲線轉降。5 kHz 附近時，CFF=1 nF 曲線轉降，但是 CFF=10 pF 時諧振頻率受 LDO 噪聲總內部效應影響。通過觀察圖 9，我們后面均假設 CFF=10µF 最小噪聲。

圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

降噪 (NR) 引腳的效果

在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容(CNR)時，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數(參見圖 5)。稍后，我們將在第三段“其它技術考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。

圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關系

圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來捕捉低頻區(qū)域的性能差異。CNR=1pF 時，兩條曲線表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節(jié)“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。

正如我們預計的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1µF 時朝約12.5 µVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

CFF= 10 µF 時，放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡寫為：

正如我們看到的那樣，VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 µVRMS，其由圖 6 所示數據曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：

接下來，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：

其中，求解VN(REF) × GRC 得到 2 µVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5 µVRMS降至 2 µVRMS，也就是說，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 (2/19.5) 平均數。

圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開始在高頻起作用。請注意，CNR 最大值 1µF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 µF 的曲線，10-Nf 曲線顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。

圖 11 不同 CNR 值時輸出頻譜噪聲密度與頻率的關系

圖8所示曲線(CNR = 1 pF)，可改進為圖 12(CNR = 1 µF)。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 µF 之間幾乎沒有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。

圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 µF 和 CNR = 1 µF 均帶來最低噪聲值12.5 µVRMS，也即最小 GRC 值(換句話說，RC濾波器的最大效果)為 0.1。12.5 µVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。

圖 12 噪聲優(yōu)化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關系

當我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應用時，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。

其他技術考慮因素

降噪電容器的慢啟動效應

除降噪以外，RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會引起穩(wěn)壓器參考電壓的較大延遲。

前饋電容器的慢啟動效應

CFF利用一種機制繞過R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發(fā)生后VOUT不斷上升時，也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導致慢啟動。

為什么高VOUT值會導致更小的RMS噪聲

在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設置會增加參考噪聲，因此這看起來很奇怪。對于這種現象的解釋是，由于CFF連接至OUT節(jié)點，因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測到這種現象。

RMS噪聲值

由于TPS74401的本底噪聲為12.5 µVRMS，它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設計一個超低噪聲穩(wěn)壓器過程中，12.5 µVRMS絕對值是一個較好的參考值。

結論

本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括：

l 每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度

l 參考電壓如何成為主要的噪聲源(經誤差放大器放大)

l 如何抵銷經過放大的參考噪聲

l NR功能的工作原理

謹慎選擇降噪電容器 (CNR) 和前饋電容器 (CFF)，可以將 LDO 輸出噪聲最小化至器件獨有的本底噪聲水平。利用這種噪聲最小化配置，LDO 器件便可保持本底噪聲值，讓其同非優(yōu)化配置中常常影響噪聲水平的一些參數無關。

給電路添加 CNR 和 CFF 時存在慢啟動副作用，因此我們必須認真選擇這些電容器，以實現快速升壓。

本文所述方法已經用于優(yōu)化 TI 的 TPS7A8101 LDO 的噪聲。在 TPS7A8101 產品說明書第 10 頁，不管參數如何變化，器件都擁有恒定的噪聲值。