針對(duì)DDR2-800和DDR3的PCB信號(hào)完整性設(shè)計(jì)

　　對(duì)于DDR2和DDR3，其中信號(hào)DQ、DM和DQS都是點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的互聯(lián)方式，所以不需要任何的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然而列外的是，在multi-rank DIMMs（Dual In Line Memory Modules）的設(shè)計(jì)中并不是這樣的。在點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的方式時(shí)，可以很容易的通過ODT的阻抗設(shè)置來做到阻抗匹配，從而實(shí)現(xiàn)其波形完整性。而對(duì)于 ADDR/CMD/CNTRL和一些時(shí)鐘信號(hào)，它們都是需要多點(diǎn)互聯(lián)的，所以需要選擇一個(gè)合適的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，圖2列出了一些相關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中Fly- By拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是一種特殊的菊花鏈，它不需要很長的連線，甚至有時(shí)不需要短線（Stub）。

　　對(duì)于DDR3，這些所有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都是適用的，然而前提條件是走線要盡可能的短。Fly-By拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在處理噪聲方面，具有很好的波形完整性，然而在一個(gè)4 層板上很難實(shí)現(xiàn)，需要6層板以上，而菊花鏈?zhǔn)酵負(fù)浣Y(jié)構(gòu)在一個(gè)4層板上是容易實(shí)現(xiàn)的。另外，樹形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)要求AB的長度和AC的長度非常接近（如圖2）?？紤]到波形的完整性，以及盡可能的提高分支的走線長度，同事又要滿足板層的約束要求，在基于4層板的DDR3設(shè)計(jì)中，最合理的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就是帶有最少短線（Stub）的菊花鏈?zhǔn)酵負(fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2: 帶有2片SDRAM的ADDR/CMD/CNTRL拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　對(duì)于DDR2-800，這所有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都適用，只是有少許的差別。然而，菊花鏈?zhǔn)酵負(fù)浣Y(jié)構(gòu)被證明在SI方面是具有優(yōu)勢(shì)的。

　　對(duì)于超過兩片的SDRAM，通常，是根據(jù)器件的擺放方式不同而選擇相應(yīng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖3顯示了不同擺放方式而特殊設(shè)計(jì)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，只有A和 D是最適合4層板的PCB設(shè)計(jì)。然而，對(duì)于DDR2-800，所列的這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都能滿足其波形的完整性，而在DDR3的設(shè)計(jì)中，特別是在1600 Mbps時(shí)，則只有D是滿足設(shè)計(jì)的。

圖3: 帶有4片SDRAM的ADDR/CMD/CNTRL拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　4. 時(shí)延的匹配

　　在做到時(shí)延的匹配時(shí)，往往會(huì)在布線時(shí)采用trombone方式走線，另外，在布線時(shí)難免會(huì)有切換板層的時(shí)候，此時(shí)就會(huì)添加一些過孔。不幸的是，但所有這些彎曲的走線和帶過孔的走線，將它們拉直變?yōu)榈乳L度理想走線時(shí)，此時(shí)它們的時(shí)延是不等的，如圖4所示。

圖4: Trombone 和 Vias的實(shí)例

　　顯然，上面講到的trombone方式在時(shí)延方面同直走線的不對(duì)等是很好理解的，而帶過孔的走線就更加明顯了。在中心線長度對(duì)等的情況下，trombone 走線的時(shí)延比直走線的實(shí)際延時(shí)是要來的小的，而對(duì)于帶有過孔的走線，時(shí)延是要來的大的。這種時(shí)延的產(chǎn)生，這里有兩種方法去解決它。一種方法是，只需要在 EDA工具里進(jìn)行精確的時(shí)延匹配計(jì)算，然后控制走線的長度就可以了。而另一種方法是在可接受的范圍內(nèi)，減少不匹配度。

對(duì)于trombone線，時(shí)延的不對(duì)等可以通過增大L3的長度而降低，因?yàn)椴⑿芯€間會(huì)存在耦合，其詳細(xì)的結(jié)果，可以通過SigXP仿真清楚的看出，如圖 5，L3（圖中的S）長度的不同，其結(jié)果會(huì)有不同的時(shí)延，盡可能的加長S的長度，則可以更好的降低時(shí)延的不對(duì)等。對(duì)于微帶線來說，L3大于7倍的走線到地的距離是必須的。

圖5: 針對(duì)trombone的仿真電路和仿真波形

　　trombone線的時(shí)延是受到其并行走線之間的耦合而影響，一種在不需要提高其間距的情況下，并且能降低耦合的程度的方法是采用saw tooth線。顯然，saw tooth線比trombone線具有更好的效果，但是，它需要更多的空間。由于各種可能造成時(shí)延不同的原因，所以，在實(shí)際的設(shè)計(jì)時(shí)，要借助于CAD工具進(jìn)行嚴(yán)格的計(jì)算，從而控制走線的時(shí)延匹配。

　　考慮到在圖2中6層板上的過孔的因素，當(dāng)一個(gè)地過孔靠近信號(hào)過孔放置時(shí)，則在時(shí)延方面的影響是必須要考慮的。先舉個(gè)例子，在TOP層的微帶線長度是 150 mils，BOTTOM層的微帶線也是150 mils，線寬都為4 mils，且過孔的參數(shù)為：barrel diameter="8mils",pad diameter="18mils",anti-pad diameter="26mils"。

　　這里有三種方案進(jìn)行對(duì)比考慮，一種是，通過過孔互聯(lián)的這個(gè)過孔附近沒有任何地過孔，那么，其返回路徑只能通過離此過孔250 mils的PCB邊緣來提供；第二種是，一根長達(dá)362 mils的微帶線；第三種是，在一個(gè)信號(hào)線的四周有四個(gè)地過孔環(huán)繞著。圖6顯示了帶有60 Ohm的常規(guī)線的S-Parameters，從圖中可以看出，帶有四個(gè)地過孔環(huán)繞的信號(hào)過孔的S-Parameters就像一根連續(xù)的微帶線，從而提高了 S21特性。由此可知，在信號(hào)過孔附近缺少返回路徑的情況下，則此信號(hào)過孔會(huì)大大增高其阻抗。當(dāng)今的高速系統(tǒng)里，在時(shí)延方面顯得尤為重要。

　　現(xiàn)做一個(gè)測(cè)試電路，類似于圖5，驅(qū)動(dòng)源是一個(gè)線性的60 Ohms阻抗輸出的梯形信號(hào)，信號(hào)的上升沿和下降沿均為100 ps，幅值為1V。此信號(hào)源按照?qǐng)D6的三種方式，且其端接一60 Ohms的負(fù)載，其激勵(lì)為一800 MHz的周期信號(hào)。在0.5V這一點(diǎn)，我們觀察從信號(hào)源到接收端之間的時(shí)間延遲，顯示出來它們之間的時(shí)延差異。其結(jié)果如圖7所示，在圖中只顯示了信號(hào)的上升沿，從這圖中可以很明顯的看出，帶有四個(gè)地過孔環(huán)繞的過孔時(shí)延同直線相比只有3 ps，而在沒有地過孔環(huán)繞的情況下，其時(shí)延是8 ps。由此可知，在信號(hào)過孔的周圍增加地過孔的密度是有幫助的。然而，在4層板的PCB里，這個(gè)就顯得不是完全的可行性，由于其信號(hào)線是靠近電源平面的，這就使得信號(hào)的返回路徑是由它們之間的耦合程度來決定的。所以，在4層的PCB設(shè)計(jì)時(shí)，為符合電源完整性（power integrity）要求，對(duì)其耦合程度的控制是相當(dāng)重要的。

圖6: 帶有過孔互聯(lián)通道的s-parameters

圖7: 圖6三種案例的發(fā)送和接收波形

　　對(duì)于DDR2和DDR3，時(shí)鐘信號(hào)是以差分的形式傳輸?shù)?，而在DDR2里，DQS信號(hào)是以單端或差分方式通訊取決于其工作的速率，當(dāng)以高度速率工作時(shí)則采用差分的方式。顯然，在同樣的長度下，差分線的切換時(shí)延是小于單端線的。根據(jù)時(shí)序仿真的結(jié)果，時(shí)鐘信號(hào)和DQS也許需要比相應(yīng)的ADDR/CMD /CNTRL和DATA線長一點(diǎn)。另外，必須確保時(shí)鐘線和DQS布在其相關(guān)的ADDR/CMD/CNTRL和DQ線的當(dāng)中。由于DQ和DM在很高的速度下傳輸，所以，需要在每一個(gè)字節(jié)里，它們要有嚴(yán)格的長度匹配，而且不能有過孔。差分信號(hào)對(duì)阻抗不連續(xù)的敏感度比較低，所以換層走線是沒多大問題的，在布線時(shí)優(yōu)先考慮布時(shí)鐘線和DQS。

　　5. 串?dāng)_

　　在設(shè)計(jì)微帶線時(shí)，串?dāng)_是產(chǎn)生時(shí)延的一個(gè)相當(dāng)重要的因素。通常，可以通過加大并行微帶線之間的間距來降低串?dāng)_的相互影響，然而，在合理利用走線空間上這是一個(gè)很大的弊端，所以，應(yīng)該控制在一個(gè)合理的范圍里面。典型的一個(gè)規(guī)則是，并行走線的間距大于走線到地平面的距離的兩倍。另外，地過孔也起到一個(gè)相當(dāng)重要的作用，圖8顯示了有地過孔和沒地過孔的耦合程度，在有多個(gè)地過孔的情況下，其耦合程度降低了7 dB?？紤]到互聯(lián)通路的成本預(yù)算，對(duì)于兩邊進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆抡媸潜仨毜?，?dāng)在所有的網(wǎng)線上加一個(gè)周期性的激勵(lì)，將會(huì)由串?dāng)_產(chǎn)生的信號(hào)抖動(dòng)，通過仿真，可以在時(shí)域觀察信號(hào)的抖動(dòng)，從而通過合理的設(shè)計(jì)，綜合考慮空間和信號(hào)完整性，選擇最優(yōu)的走線間距。

圖8: 相互耦合走線的s-parameters

　　6. 電源完整性

　　這里的電源完整性指的是在最大的信號(hào)切換情況下，其電源的容差性。當(dāng)未符合此容差要求時(shí)，將會(huì)導(dǎo)致很多的問題，比如加大時(shí)鐘抖動(dòng)、數(shù)據(jù)抖動(dòng)和串?dāng)_。

　　這里，可以很好的理解與去偶相關(guān)的理論，現(xiàn)在從”目標(biāo)阻抗”的公式定義開始討論。

Ztarget=Voltage tolerance/Transient Current                (1)

　　在這里，關(guān)鍵是要去理解在最差的切換情況下瞬間電流（Transient Current）的影響，另一個(gè)重要因素是切換的頻率。在所有的頻率范圍里，去耦網(wǎng)絡(luò)必須確保它的阻抗等于或小于目標(biāo)阻抗（Ztarget）。在一塊 PCB上，由電源和地層所構(gòu)成的電容，以及所有的去耦電容，必須能夠確保在100KHz左右到100-200MH左右之間的去耦作用。頻率在 100KHz以下，在電壓調(diào)節(jié)模塊里的大電容可以很好的進(jìn)行去耦。而頻率在200MHz以上的，則應(yīng)該由片上電容或?qū)Ｓ玫姆庋b好的電容進(jìn)行去耦。實(shí)際的電源完整性是相當(dāng)復(fù)雜的，其中要考慮到IC的封裝、仿真信號(hào)的切換頻率和PCB耗電網(wǎng)絡(luò)。對(duì)于PCB設(shè)計(jì)來說，目標(biāo)阻抗的去耦設(shè)計(jì)是相對(duì)來說比較簡(jiǎn)單的，也是比較實(shí)際的解決方案。

　　在 DDR的設(shè)計(jì)上有三類電源，它們是VDD、VTT和Vref。VDD的容差要求是5%，而其瞬間電流從Idd2到Idd7大小不同，詳細(xì)在JEDEC里有敘述。通過電源層的平面電容和專用的一定數(shù)量的去耦電容，可以做到電源完整性，其中去耦電容從10nF到10uF大小不同，共有10個(gè)左右。另外，表貼電容最合適，它具有更小的焊接阻抗。

　　Vref要求更加嚴(yán)格的容差性，但是它承載著比較小的電流。顯然，它只需要很窄的走線，且通過一兩個(gè)去耦電容就可以達(dá)到目標(biāo)阻抗的要求。由于Vref相當(dāng)重要，所以去耦電容的擺放盡量靠近器件的管腳。

　　然而，對(duì)VTT的布線是具有相當(dāng)大的挑戰(zhàn)性，因?yàn)樗恢灰袊?yán)格的容差性，而且還有很大的瞬間電流，不過此電流的大小可以很容易的就計(jì)算出來。最終，可以通過增加去耦電容來實(shí)現(xiàn)它的目標(biāo)阻抗匹配。

　　在4層板的PCB里，層之間的間距比較大，從而失去其電源層間的電容優(yōu)勢(shì)，所以，去耦電容的數(shù)量將大大增加，尤其是小于10 nF的高頻電容。詳細(xì)的計(jì)算和仿真可以通過EDA工具來實(shí)現(xiàn)。

　　7. 時(shí)序分析

　　對(duì)于時(shí)序的計(jì)算和分析在一些相關(guān)文獻(xiàn)里有詳細(xì)的介紹，下面列出需要設(shè)置和分析的8個(gè)方面：

　　1. 寫建立分析： DQ vs. DQS

　　2. 寫保持分析： DQ vs. DQS

　　3. 讀建立分析： DQ vs. DQS

　　4. 讀保持分析： DQ vs. DQS

　　5. 寫建立分析： DQS vs. CLK

　　6. 寫保持分析： DQS vs. CLK

　　7. 寫建立分析： ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

　　8. 寫保持分析： ADDR/CMD/CNTRL vs. CLK

　　表2舉了一個(gè)針對(duì)寫建立（Write Setup）分析的例子。表中的一些數(shù)據(jù)需要從控制器和存儲(chǔ)器廠家獲取，段”Interconnect”的數(shù)據(jù)是取之于SI仿真工具。對(duì)于DDR2上面所有的8 項(xiàng)都是需要分析的，而對(duì)于DDR3，5項(xiàng)和6項(xiàng)不需要考慮。在PCB設(shè)計(jì)時(shí)，長度方面的容差必須要保證total margin是正的。

表2: 針對(duì)DQ vs. DQS的DDR3寫保持時(shí)域分析案例

　　8. PCB Layout

　　在實(shí)際的PCB設(shè)計(jì)時(shí)，考慮到SI的要求，往往有很多的折中方案。通常，需要優(yōu)先考慮對(duì)于那些對(duì)信號(hào)的完整性要求比較高的。畫PCB時(shí)，當(dāng)考慮一下的一些相關(guān)因素，那么對(duì)于設(shè)計(jì)PCB來說可靠性就會(huì)更高。

　　1. 首先，要在相關(guān)的EDA工具里要設(shè)置好里設(shè)置好拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相關(guān)約束。

　　2. 將BGA引腳突圍，將ADDR/CMD/CNTRL引腳布置在DQ/DQS/DM字節(jié)組的中間，由于所有這些分組操作，為了盡可能少的信號(hào)交叉，一些獨(dú)立的管腳也許會(huì)被交換到其它區(qū)域布線。

　　3. 由串?dāng)_仿真的結(jié)果可知，盡量減少短線（stubs）長度。通常，短線（stubs)是可以被削減的，但不是所有的管腳都做得到的。在BGA焊盤和存儲(chǔ)器焊盤之間也許只需要兩段的走線就可以實(shí)現(xiàn)了，但是此走線必須要很細(xì)，那么就提高了PCB的制作成本，而且，不是所有的走線都只需要兩段的，除非使用微小的過孔和盤中孔的技術(shù)。最終，考慮到信號(hào)完整性的容差和成本，可能選擇折中的方案。

4. 將Vref的去耦電容靠近Vref管腳擺放；Vtt的去耦電容擺放在最遠(yuǎn)的一個(gè)SDRAM外端；VDD的去耦電容需要靠近器件擺放。小電容值的去耦電容需要更靠近器件擺放。正確的去耦設(shè)計(jì)中，并不是所有的去耦電容都是靠近器件擺放的。所有的去耦電容的管腳都需要扇出后走線，這樣可以減少阻抗，通常，兩端段的扇出走線會(huì)垂直于電容布線。

　　5. 當(dāng)切換平面層時(shí)，盡量做到長度匹配和加入一些地過孔，這些事先應(yīng)該在EDA工具里進(jìn)行很好的仿真。通常，在時(shí)域分析來看，差分線里的兩根線的要做到延時(shí)匹配，保證其誤差在+/- 2ps，而其它的信號(hào)要做到+/- 10 ps。

　　9. DIMM

　　之前介紹的大部分規(guī)則都適合于在PCB上含有一個(gè)或更多的DIMM，唯一列外的是在DIMM里所要考慮到去耦因素同在DIMM組里有所區(qū)別。在DIMM組里，對(duì)于ADDR/CMD/CNTRL所采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)里，帶有少的短線菊花鏈拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和樹形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是適用的。

　　10. 案例

　　上面所介紹的相關(guān)規(guī)則，在DDR2 PCB、DDR3 PCB和DDR3-DIMM PCB里，都已經(jīng)得到普遍的應(yīng)用。在下面的案例中，我們采用MOSAID公司的控制器，它提供了對(duì)DDR2和DDR3的操作功能。在SI仿真方面，采用了 IBIS模型，其存儲(chǔ)器的模型來自MICRON Technolgy,Inc，對(duì)于DDR3 SDRAM的模型提供了1333 Mbps的速率。在這里，數(shù)據(jù)是操作是在1600 Mbps下的。對(duì)于不帶緩存（unbuffered）的DIMM（MT_DDR3_0542cc）EBD模型是來自Micron Technology，下面所有的波形都是采用通常的測(cè)試方法，且是在SDRAM die級(jí)進(jìn)行計(jì)算和仿真的。圖2所示的6層板里，只在TOP和BOTTOM層進(jìn)行了布線，存儲(chǔ)器由兩片的SDRAM以菊花鏈的方式所構(gòu)成。而在DIMM的案例里，只有一個(gè)不帶緩存的DIMM被使用。圖9-11是對(duì)TOP/BOTTOM層布線的一個(gè)閃照?qǐng)D和信號(hào)完整性仿真圖。

圖9: 只有在TOP和BOTTOM層走線的DDR3的仿真波形

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網(wǎng)絡(luò)，右邊的是DATA和DQS網(wǎng)絡(luò)，其時(shí)鐘頻率在800 MHz，數(shù)據(jù)通信率為1600Mbps）

圖10: 只有在TOP和BOTTOM層走線的DDR2的仿真波形

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網(wǎng)絡(luò)，右邊的是DATA和DQS網(wǎng)絡(luò)，其時(shí)鐘頻率在400 MHz，數(shù)據(jù)通信率為800Mbps）

圖11: 只有在TOP和BOTTOM層走線的DDR3-DIMM的仿真波形

（左邊的是ADDRESS和CLOCK網(wǎng)絡(luò)，右邊的是DATA和DQS網(wǎng)絡(luò)）

　　最好，圖12顯示了兩個(gè)經(jīng)過比較過的數(shù)據(jù)信號(hào)眼圖，一個(gè)是仿真的結(jié)果，而另一個(gè)是實(shí)際測(cè)量的。在上面的所有案例里，波形的完整性的完美程度都是令人興奮的。

圖12: 800 Mbps DDR2的數(shù)據(jù)信號(hào)仿真眼圖(紅) 和 實(shí)測(cè)眼圖 (藍(lán))

　　11. 結(jié)論

　　本文，針對(duì)DDR2/DDR3的設(shè)計(jì)，SI和PI的各種相關(guān)因素都做了全面的介紹。對(duì)于在4層板里設(shè)計(jì)800 Mbps的DDR2和DDR3是可行的，但是對(duì)于DDR3-1600 Mbps是具有很大的挑戰(zhàn)性。