基于XC866的PWM直流無(wú)刷電機(jī)的正弦波控制

傳統(tǒng)的直流無(wú)刷電機(jī)采用方波控制方式，控制簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，同時(shí)存在轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)、換相噪聲等問(wèn)題，在一些對(duì)噪聲有要求的應(yīng)用領(lǐng)域存在局限性。針對(duì)這些應(yīng)用，采用正弦波控制可以很好的解決這個(gè)問(wèn)題。

直流無(wú)刷電機(jī)的正弦波控制簡(jiǎn)介

直流無(wú)刷電機(jī)的正弦波控制即通過(guò)對(duì)電機(jī)繞組施加一定的電壓，使電機(jī)繞組中產(chǎn)生正弦電流，通過(guò)控制正弦電流的幅值及相位達(dá)到控制電機(jī)轉(zhuǎn)矩的目的。與傳統(tǒng)的方波控制相比，電機(jī)相電流為正弦，且連續(xù)變化，無(wú)換相電流突變，因此電機(jī)運(yùn)行噪聲低。

根據(jù)控制的復(fù)雜程度，直流無(wú)刷電機(jī)的正弦波控制可分為：簡(jiǎn)易正弦波控制與復(fù)雜正弦波控制。

（1）簡(jiǎn)易正弦波控制：

對(duì)電機(jī)繞組施加一定的電壓，使電機(jī)相電壓為正弦波，由于電機(jī)繞組為感性負(fù)載，因此電機(jī)相電流也為正弦波。通過(guò)控制電機(jī)相電壓的幅值以及相位來(lái)控制電流的相位以及幅值，為電壓環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單。

（2）復(fù)雜正弦波控制：

與簡(jiǎn)易正弦波控制不同，復(fù)雜的正弦控制目標(biāo)為電機(jī)相電流，建立電流環(huán)，通過(guò)直接控制相電流的相位與幅值達(dá)到控制電機(jī)的目的。由于電機(jī)相電流為正弦信號(hào)，因此需要進(jìn)行電流的解耦操作，較為復(fù)雜，常見(jiàn)的為磁場(chǎng)定向控制（FOC）及直接轉(zhuǎn)矩控制（DTC）等。

本文將主要介紹簡(jiǎn)易正弦波控制的原理及其實(shí)現(xiàn)。

簡(jiǎn)易正弦波控制原理

簡(jiǎn)易正弦波控制即通過(guò)控制電機(jī)正弦相電壓的幅值以及相位達(dá)到控制電機(jī)電流的目的。通常通過(guò)在電機(jī)端線施加一定形式的電壓來(lái)使繞組兩端產(chǎn)生正弦相電壓。常見(jiàn)的生成方式為：正弦PWM以及空間矢量PWM。由于正弦PWM原理簡(jiǎn)單且便于實(shí)現(xiàn)，因此簡(jiǎn)易正弦波控制中通常采用其作為PWM生成方式。圖1為BLDC控制結(jié)構(gòu)圖，其中Ux、Uy、Uz為橋臂電壓，Ua、Ub、Uc為電機(jī)繞組的相電壓，以下對(duì)于不同種類的PWM調(diào)制方式的介紹將基于此結(jié)構(gòu)圖進(jìn)行。

 

圖1 直流無(wú)刷電機(jī)控制框圖

（1）三相正弦調(diào)制PWM

三相SPWM為最常見(jiàn)的正弦PWM生成方式，即對(duì)電機(jī)三個(gè)端線施加相位相差120度的正弦電壓信號(hào)，由于中性點(diǎn)為0，因此電機(jī)相電壓也為正弦，且相位與施加的正弦電壓相同。如圖2所示。

 

圖2 三相調(diào)制SPWM端線電壓

（2）開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM

與常見(jiàn)的SPWM不同，采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM時(shí)，施加在電機(jī)端線上電壓Ua、 Ub、Uc并非正弦波電壓，此時(shí)電機(jī)中心點(diǎn)電壓并非為0，但是電機(jī)相電壓仍然為正弦。因此此類控制方式為線電壓控制。見(jiàn)圖3：
 

圖3 開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM端線電壓

其中Ux、Uy、Uz為電機(jī)端線電壓，Ua、Ub、Uc為電機(jī)相電壓，可見(jiàn)相電壓相位差為120度。Ux、Uy、Uz與Ua、Ub、Uc的關(guān)系如下：

 

合并后，Ux，Uy，Uz如下：





可見(jiàn)采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM時(shí)，Ux，Uy，Uz相位差120度，且為分段函數(shù)形式，并非正弦電壓，而電機(jī)相電壓Ua、Ub、Uc仍然為正弦電壓。且在120度區(qū)內(nèi)端線電壓為0，即對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管常開(kāi)或常關(guān)。因此與三相正弦PWM相比，開(kāi)關(guān)損耗減少1/3。

通過(guò)控制Ux，Uy，Uz的相位以及幅值即可以控制Ux，Uy，Uz，實(shí)現(xiàn)控制電流的目的。

直流無(wú)刷電機(jī)簡(jiǎn)易正弦波控制的實(shí)現(xiàn)

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。工作原理如下：霍爾輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)自動(dòng)濾波及采樣處理，得到可靠的換相信號(hào)，此信息可被用作估算轉(zhuǎn)子角度以及轉(zhuǎn)速。速度PI調(diào)解器根據(jù)給定轉(zhuǎn)速值以及反饋轉(zhuǎn)速值計(jì)算正弦PWM的Modulation的大小。位置估算單元利用轉(zhuǎn)速以及換相信息估算轉(zhuǎn)子位置角Angle。通過(guò)超前角調(diào)整單元，補(bǔ)償超前角Δ，得到Angle。SPWM單元利用Modulation 以及Angle信息生成開(kāi)關(guān)損耗最小SPWM，輸出到逆變單元。以下內(nèi)容介紹了各單元原理及實(shí)現(xiàn)。

 

圖4 系統(tǒng)框圖

開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM的生成

由于Ux，Uy，Uz相位相差120度，因此以Ux為例進(jìn)行分析。



Ux為分段函數(shù)，與為正弦函數(shù)且以對(duì)稱。僅需實(shí)現(xiàn)其中一段，另一段對(duì)稱處理即可。

的實(shí)現(xiàn)：



因此僅需要利用0-120度的正弦表即可以實(shí)現(xiàn)，即，其中M為幅值。Uy，Uz的實(shí)現(xiàn)與Ux相似，相位差為120°。

通過(guò)控制M和x即可控制電機(jī)相電壓的幅值及相位。

開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM控制與霍爾位置傳感器的關(guān)系

通常直流無(wú)刷電機(jī)采用霍爾傳感器定位轉(zhuǎn)子位置，由于傳統(tǒng)控制方式為方波控制，因此3個(gè)霍爾傳感器即可滿足要求?；魻杺鞲衅鞯奈恢门c轉(zhuǎn)子反電勢(shì)之間的關(guān)系見(jiàn)圖5，即霍爾傳感器安裝于反電勢(shì)為30°、90°、150°、210°、270°、330°的位置。具體霍爾輸出值與霍爾的具體安裝方式相關(guān)。

 

圖5 BLDC霍爾傳感器輸出與反電勢(shì)之間的關(guān)系

采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM控制BLDC時(shí)，電機(jī)端線電壓與霍爾傳感器輸出之間的關(guān)系示意圖如圖6。

 

圖6 采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM時(shí)，端線電壓與霍爾狀態(tài)的關(guān)系

由圖2可知，采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM時(shí)電機(jī)端線電壓超前于相電壓30°，因此可得采用正弦波控制時(shí)電機(jī)相電壓與反電勢(shì)同步。

由于相電壓超前于相電流，因此相電流滯后于反電勢(shì)。

轉(zhuǎn)速計(jì)算

轉(zhuǎn)速計(jì)算依賴于霍爾傳感器，理想狀態(tài)下相鄰兩個(gè)霍爾狀態(tài)的間隔為60°，實(shí)際應(yīng)用中由于存在安裝誤差，實(shí)際間隔并非60°，會(huì)引入計(jì)算誤差。本文檔中采用一個(gè)霍爾傳感器的輸出作為轉(zhuǎn)速計(jì)算參考，如圖7所示。其中高低電平分別為180度，不會(huì)引入安裝誤差。利用此信息即可計(jì)算電機(jī)轉(zhuǎn)速。

 

圖7 轉(zhuǎn)速計(jì)算
計(jì)算公式如下：。其中：f為電頻率，P為電機(jī)極對(duì)數(shù)

角度估算

與方波控制不同，正弦波控制中角度為連續(xù)變化，而B(niǎo)LDC中常見(jiàn)的3個(gè)霍爾傳感器僅僅能提供6個(gè)角度信息，即0°，60°，120°，180°，240°，300°，其他角度信息無(wú)法直接獲得。通常采用平均速度法，假設(shè)在一定時(shí)間內(nèi)電機(jī)速度平穩(wěn)，利用前次霍爾換相時(shí)的角度與速度信息插值得到其他角度信息，如圖8所示。

 

圖8 角度估算

，由此可見(jiàn)電機(jī)的轉(zhuǎn)速波動(dòng)將直接影響角度計(jì)算的誤差，在方案中利用相鄰3次180°換相時(shí)間的平均值來(lái)計(jì)算轉(zhuǎn)速信息，如圖9。

 

圖9 多次平均法計(jì)算轉(zhuǎn)速
即，以此減少轉(zhuǎn)速波動(dòng)引起的角度誤差。

轉(zhuǎn)速PI

轉(zhuǎn)速控制采用PI調(diào)解器，輸入為轉(zhuǎn)速給定及轉(zhuǎn)速反饋，輸出為開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM的幅值Modulation。公式如下：


其中：為比例增益，為積分增益，y為PI調(diào)解器輸出。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，積分環(huán)節(jié)添加抗積分飽和功能，限制積分器輸出的最大、最小值，同時(shí)對(duì)整個(gè)PI調(diào)解器的輸出值增加飽和限制，實(shí)現(xiàn)框圖如下。

 

圖10 PI調(diào)解器框圖

啟動(dòng)

直流無(wú)刷電機(jī)啟動(dòng)之前，轉(zhuǎn)子處于靜止?fàn)顟B(tài)，僅僅能利用霍爾傳感器得到電機(jī)的絕對(duì)位置信息，由于不存在換相，無(wú)法得到電機(jī)轉(zhuǎn)速信息，因此無(wú)法利用平均速度法計(jì)算正弦控制所需的角度信息。所以在電機(jī)啟動(dòng)階段，無(wú)法直接切入正弦控制方式，在此采用方波控制方式啟動(dòng)。當(dāng)電機(jī)啟動(dòng)后并獲得可靠的換向信息后，即可切入正弦波控制。為了防止出現(xiàn)較大的轉(zhuǎn)速波動(dòng)，需要注意切換前后電流的相位及幅值均平穩(wěn)過(guò)渡。

理想切換前后的電流波形圖11如下。

超前角調(diào)整

由前面內(nèi)容可知，霍爾傳感器的輸出反映轉(zhuǎn)子的反電勢(shì)信息，依據(jù)霍爾狀態(tài)生成的正弦波相電壓與轉(zhuǎn)子反電勢(shì)同相位。而由于電機(jī)為感性負(fù)載，因此電機(jī)相電流滯后于相電壓。即電機(jī)相電流滯后于反電勢(shì)。而霍爾最大轉(zhuǎn)矩輸出時(shí)，電機(jī)相電流與反電勢(shì)同步，因此需要調(diào)整電壓相位，使生成的相電壓超前于反電勢(shì)，即超前角Δ。適當(dāng)調(diào)整Δ，可使相電流與反電勢(shì)同相位，提高輸出轉(zhuǎn)矩，提高系統(tǒng)效率。超前角的調(diào)整可通過(guò)實(shí)驗(yàn)形式手動(dòng)調(diào)整，或者采用一定的算法自動(dòng)調(diào)整。
 

圖11 方波控制向正弦波控制的理想切換

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文提出的控制方法具體實(shí)現(xiàn)時(shí)采用Infineon的高性能 8位單片機(jī)XC866。XC866內(nèi)部集成專用電機(jī)控制單元CCU6E（提供專用BLDC控制模式）以及高性能ADC模塊，是控制直流無(wú)刷電機(jī)的理想選擇。電機(jī)為一臺(tái)額定功率35W的直流無(wú)刷風(fēng)機(jī)，極對(duì)數(shù)：4。啟動(dòng)時(shí)采用方波控制，當(dāng)速度平穩(wěn)后切入正弦波控制。圖12為運(yùn)行于開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM控制下的電機(jī)相電流。


圖12 采用開(kāi)關(guān)損耗最小正弦波控制的BLDC相電流

小結(jié)

本文介紹了一種基于開(kāi)關(guān)損耗最小正弦PWM的直流無(wú)刷電機(jī)正弦波控制方案，并基于Infineon高性能8位單片機(jī)XC866進(jìn)行了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)及驗(yàn)證。與傳統(tǒng)的方波控制相比，由于采用正弦波驅(qū)動(dòng)技術(shù)，電機(jī)運(yùn)行噪聲低，且開(kāi)關(guān)損耗較SPWM減少1/3，可以很好的滿足直流無(wú)刷風(fēng)機(jī)應(yīng)用中對(duì)噪聲以及效率的要求，因此此類控制方案將有很大的應(yīng)用前景。