三電平逆變器SVPWM控制策略及實驗研究

摘要：在兩電平的常規(guī)空間矢量PWM算法的基礎上，給出了三電平空間矢量PWM算法，并提出一種改進的三電平空間矢量PWM調制策略來進行二極管鉗位型三電平逆變器的控制，從而實現(xiàn)最小開關損耗?；赥MS320F240DSP實現(xiàn)了三電平逆變系統(tǒng)的數(shù)字控制，實驗結果論證了該方案的可行性。

關鍵詞：二極管鉗位型三電平逆變器；空間矢量脈寬調制；最小開關損耗；數(shù)字控制

 SVPWM Control Strategy and Experiment Research on Three-level Inverters

ZHANG Jie, ZOU Yun-ping, ZHANG Xian, DING Kai 

Abstract:A novel space vector PWM (SVPWM) modulation strategy used in three- level NPC inverter to reduce switching loss is provided.Through coordinating transformation, it can easily obtain the control of the space voltage vector. The whole system has been implemented digitally by using TMS320F240 DSP, and the modulation strategy and control scheme is demonstrated by the experimental waveforms and corresponding spectrums.

 Keywords:Diode-clamped three-level inverter; Space vector PWM (SVPWM); Least switching loss; Digital control

1  引言

    近幾年來，在高壓大功率應用領域，一種新型的逆變器——多電平逆變器受到越來越廣泛的關注。多電平逆變器的思想最早是由Nabae于20世紀80年代初提出的。其基本原理是通過多個直流電平來合成逼近正弦輸出的階梯波電壓。本文所討論的二極管鉗位型多電平逆變器是通過串聯(lián)的電容將直流側的高電壓分成一系列較低的直流電壓，并通過二極管的鉗位作用使開關器件承受的反向電壓限制在每個電容的電壓上，從而在不提高器件電壓等級的前提下相對提高逆變器輸出電壓。

2  拓撲結構

    雖然多電平拓撲結構種類較多，但是大致可分為：二極管鉗位型，飛躍電容型和獨立直流電源級聯(lián)多電平這三種拓撲結構。這三種多電平拓撲結構各有優(yōu)缺點，其中應用最廣泛的是二極管鉗位型多電平拓撲結構。本文的研究對象主要是二極管鉗位型三電平逆變器。在圖1所示的二極管鉗位型三電平逆變器中，相對逆變器直流側中點的參考電位0，逆變器的輸出電壓除了兩電平逆變器輸出電壓＋UD/2和－UD/2，還增加了第三個電平值0。圖1中采用了12個可關斷功率器件和6個鉗位二極管，在直流側接有2個等電容量的電容分別是C1，C2，每個電容分擔的電壓為UD/2，并且通過鉗位二極管的鉗位作用，使每個開關器件上承受的電壓限制在一個電容電壓（UD/2）上，從而大大減小了開關器件的電壓應力。

圖1  二極管鉗位型三電平逆變器

    與三相兩電平逆變器相同，三相三電平逆變器也可以用開關變量Sa、Sb、Sc分別表示各橋臂的開關狀態(tài)，不同的是這時A、B、C橋臂分別有三種開關狀態(tài)，從而Sa、Sb、Sc為三態(tài)開關變量，如表1所列。

表1  三電平(NPC)逆變器A相開關狀態(tài)

    因此，A相輸出端A對電源中點0的電壓uAO可以用A相開關變量Sa結合輸入直流電壓UD來表示

      uAO=·UD    (1)

輸出線電壓可表示為

      uAB=uAO－uBO=UD·(Sa－Sb)    (2)

整理即為

        =UD··     (3)

    與三相兩電平逆變器相同，三相三電平逆變器可以定義逆變器的開關狀態(tài)為（SaSbSc），則三電平逆變器有27個開關狀態(tài)，分別對應著19個特定的空間電壓矢量,如圖2所示，并將整個矢量空間分成24個扇區(qū)。由圖2可以看出，19種空間電壓矢量可分為長矢量，中矢量，短矢量和零矢量，分別對應著1個，2個和3個不同的冗余開關狀態(tài)，如表2所列。

表2  開關狀態(tài)及相應電壓矢量

圖2  三電平空間電壓矢量圖

3  空間矢量調制

    與兩電平逆變器相似，三電平空間矢量PWM調制也是通過對調制空間矢量的位置進行判斷，選擇進行合成的開關矢量，并計算其相應的開通時間。

    我們定義三相三電平逆變器的電壓空間矢量調制比如下

      m=   （1）

式中：是在空間以角速度ω=2πf旋轉的電壓矢量V＊的模長；

      UD是電壓矢量V13的模長。

    從圖2中可以看出，三電平逆變器整個矢量空間的24個扇區(qū)可分成6個大的區(qū)間，則每一個區(qū)間包含4個小的扇區(qū)。旋轉電壓矢量V＊是由所在扇區(qū)的三個電壓矢量Vx，Vy，Vz合成的。它們的作用時間分別為Tx，Ty，Tz，且Tx＋Ty＋Tz=Ts。Ts為開關周期?，F(xiàn)定義

         X=，Y=，Z=      （2）

    現(xiàn)在以第一個區(qū)間（0<θ<60°）為例，計算旋轉電壓矢量V＊處在扇區(qū)D1，D7，D13，D14時Vx，Vy，Vz所對應的X，Y，Z值。定義m的邊界條件分別為Mark1，Mark2，Mark3，如式（3），（4），（5）所示。

         Mark1=     （3）

        Mark2=   （4）

        Mark3=    （5）

    1）當調制比m<Mark1，即旋轉矢量V*處于扇區(qū)D1時，V*是由V0、V1和V2三個電壓矢量合成的，如圖3所示。根據(jù)矢量合成原理，可以列出如下方程

        (6)

解式（6）得

             （7）

圖3  旋轉矢量在D1扇區(qū)的矢量圖

    2）當調制比Mark1<m<Mark2，即旋轉矢量V*處于扇區(qū)D7時，V*是由V1、V2和V7三個電壓矢量合成的，可列出如下方程     (8)

解式（8）得

           (9)

    3)當調制比Mark2<m<Mark3，且0<θ<30°，即旋轉矢量V＊處于扇區(qū)D13時，V＊是由V1、V13和V7三個電壓矢量合成的,可列出如下方程

              （10）

解式（10）得

               （11）

    4)當調制比Mmark2<m<Mark3，且30°<θ<60°，即旋轉矢量V＊處于扇區(qū)D14時，V＊是由V2、V7和V14三個電壓矢量合成的，可列出如下方程

              （12）

解式（12）得

             （13）

    這樣，在計算其它五個區(qū)間的Tx，Ty，Tz時，只要將式（7）、（9）、（11）和（13）中的θ值分別用θ－60°，θ－120°，θ－180°，θ－240°，θ－300°來替代即可實現(xiàn)對整個矢量空間的計算。

4  最小開關損耗調制算法

    在三電平逆變器中，由于冗余開關狀態(tài)的存在，使得一個電壓矢量對應于兩個或三個開關狀態(tài)，因此必須使用一定的算法來減少開關動作次數(shù)，從而減少開關損耗。減少開關損耗算法的基本原則是每次開關狀態(tài)的變化只引起一相電壓的變化并且只有兩個互補開關管的觸發(fā)信號發(fā)生變化，從而減少了開關損耗并降低了開關頻率。例如，在圖2中，空間矢量從D14扇區(qū)旋轉到D15扇區(qū)，A、B、C三相開關管的狀態(tài)就可以按照（221→220→210→110→110→210→220→221）→（221→220→120→110→110→120→220→221）的順序來變化。當空間矢量V＊旋轉到D14扇區(qū)時，這時的空間矢量是由V2（用開關狀態(tài)221或110表示）、V7（用開關狀態(tài)210表示）和V14（用開關狀態(tài)220表示）三個矢量共同合成的，第一個括號內開關狀態(tài)的調制順序就是空間矢量在D14扇區(qū)的調制順序。當空間矢量V＊旋轉到D15扇區(qū)時，這時的空間矢量是由V2（用開關狀態(tài)221或110表示）、V14（用開關狀態(tài)220表示）和V8（用開關狀態(tài)120表示）三個矢量共同合成的，第二個括號內開關狀態(tài)的調制順序就是空間矢量在D15扇區(qū)的調制順序。其中，開關狀態(tài)221和110代表同一個矢量V2，以它作為開關狀態(tài)的起始狀態(tài)和末尾狀態(tài)進行過渡。因此，無論是在扇區(qū)的內部還是在兩個扇區(qū)之間，開關狀態(tài)的每一次變化都只有橋臂互補驅動信號的兩個管子開關狀態(tài)發(fā)生了變化，從而減少了開關損耗。

5 實驗研究

    本實驗主電路拓撲如圖1所示，二極管鉗位型三電平逆變器的主開關器件選用2SK1941，其最大承受電壓可達600V，最大通態(tài)電流16A。鉗位二極管選擇IXY SDESI30，它所能承受的最大通態(tài)電流為12A。逆變PWM開關頻率為5kHz，輸出正弦波基波頻率為278Hz。本數(shù)字控制系統(tǒng)是基于TMS320F240 DSP芯片，12路驅動信號分別由TMS320F240經(jīng)控制電路產(chǎn)生，全比較單元的六路PWM輸出分別驅動ABC三相的S1和S3管，單比較單元的三路PWM信號及其反相信號經(jīng)死區(qū)電路后分別驅動逆變器的S2和S4管。本控制是通過dq變換，把正弦交流檢測量轉變?yōu)閐q直流反饋量，再分別進行PI調節(jié)，然后通過SVPWM模塊對三電平逆變器進行控制。圖4為三相三電平逆變器的控制系統(tǒng)結構圖。

圖4  三電平控制系統(tǒng)結構圖

    圖5(a)和圖5(b)分別是二極管鉗位型三電平逆變器輸出相電壓VAN、VBN、VCN和輸出線電壓VBC、VAC的實驗波形，我們能夠很明顯地看出三電平的形狀，三電平要比兩電平更逼近正弦，因此可以在開關頻率不是很高并且不增加開關管的耐壓值的情況下，獲得較低的諧波畸變率。

(a)  相電壓VAN、VBN、VCN波形

(b)  線電壓VBC、VAC波形 

圖5  輸出相電壓和線電壓波形（濾波前）

    圖6是閉環(huán)空載時逆變器輸出A相線電壓波形及頻譜分析,總諧波畸變率1.53％。圖7是閉環(huán)負載時逆變器輸出線電壓和線電流波形及頻譜分析，線電壓總諧波畸變率2.75％，系統(tǒng)輸出功率1.8kW。

(a)  A相線電壓波形

(b)  A相線電壓頻譜分析

圖6  空載實驗波形及頻譜分析

(a)  A相線電壓和線電流（1A/100mV）波形

(b)  A相線電壓頻譜分析

圖7  阻性負載時實驗波形及頻譜分析

    從圖6和圖7的波形中我們可以看出，閉環(huán)正負波形不對稱，并且?guī)лd時的諧波畸變率要比空載時的高。這主要是由于閉環(huán)帶載運行時，由于負載電流的增加，從中點流過的電流加大，逆變器不停地對直流側的兩個電容充放電，導致兩個電容上的電壓不平衡。實驗中對中點電流并沒有進行特別的控制，從而導致直流側兩個電容上的電壓不平衡，致使輸出電壓正負波形的不對稱。

6  結語

    二極管鉗位型三電平逆變器通過自身拓撲結構的改進，使得輸出電平數(shù)增加，輸出波形更加逼近正弦，因而輸出波形具有更好的諧波頻譜。由于開關器件所承受的電壓應力減小，因此非常適合高壓大功率的應用場合。在將來的研究中應該注意以下兩個方面：

    1）應用于兩電平的控制策略完全可以在二極管鉗位型三相三電平逆變器中實現(xiàn)，因此現(xiàn)有的一些波形控制技術（如重復控制技術）也可以嘗試在三電平逆變器中實現(xiàn)。

    2）在二極管鉗位型三電平逆變器中，直流側的兩個電容電壓不平衡是導致輸出波形質量變差的原因之一。這個問題可以通過電壓反饋補償或通過滯環(huán)控制中點電位來解決。