全數字單相三電平整流器控制電路設計

摘要：三電平整流器由于其獨特的優(yōu)點，受到了越來越多的重視。介紹了三電平橋式整流器的工作原理，并用數字信號處理器對其控制系統進行了實現，說明了全數字控制系統的硬件設計和軟件設計的方法。仿真和實驗結果驗證了理論研究的結果。

關鍵詞：數字信號處理器；三電平；PWM整流器；功率因數校正

0    引言

    三電平（ThreeLevel，TL）整流器是一種可用于高壓大功率的PWM整流器，具有功率因數接近1，且開關電壓應力比兩電平減小一半的優(yōu)點。文獻[1]及[2]提到一種三電平Boost電路，用于對整流橋進行功率因數校正，但由于二極管整流電路的不可逆性，無法實現功率流的雙向流動。文獻[3]，[4]及[5]提到了幾種三電平PWM整流器，盡管實現了三電平，但開關管上電壓應力減少一半的優(yōu)點沒有實現。三電平整流器盡管比兩電平整流器開關數量多，控制復雜，但其具有兩電平整流器所不具備的特點：

    1）電平數的增加使之具有更小的直流側電壓脈動和更佳的動態(tài)性能，在開關頻率很低時，如300～500Hz就能滿足對電流諧波的要求；

    2）電平數的增加也使電源側電流比兩電平中的電流更接近正弦，且隨著電平數的增加，正弦性越好，功率因數更高；

    3）開關的增加也有利于降低開關管上的電壓壓應力，提高裝置工作的穩(wěn)定性，適用于對電壓要求較高的場合。

1    TL整流器工作原理

    TL整流器主電路如圖1所示，由8個開關管V₁₁～V₄₂組成三電平橋式電路。假定u₁=u₂=u_d/2，則每只開關管將承擔直流側電壓的一半。

圖1    TL整流器主電路

    以左半橋臂為例，1態(tài)時，當電流i_s為正值時，電流從A點流經VD₁₁及VD₁₂到輸出端；當i_s為負值時，電流從A點流經V₁₁及V₁₂到輸出端，因此，無論i_s為何值，均有u_AG=u_CG=＋u_d/2，D₁防止了電容C₁被V₁₁(VD₁₁)短接。同理，在0態(tài)時，有u_AG=0；在－1態(tài)時，有u_AG=u_DG=－u_d/2，D₂防止了電容C₂被V₂₂(VD₂₂)短接。

    右半橋臂原理類似，因此A及B端電壓波形如圖2所示，從而在交流側電壓u_AB上產生五個電平：＋u_d，＋u_d/2，0，－u_d/2，－u_d。

圖2    TL整流器波形

    每個半橋均有三種工作狀態(tài)，整個TL橋共有3²=9個狀態(tài)。分別如下：    

    狀態(tài)0(1,1)    開關管V₁₁，V₁₂，V₃₁，V₃₂開通，變換器交流側電壓u_AB等于0，電容通過直流側負載放電，線路電流i_s的大小隨主電路電壓u_s的變化而增加或減小。

    狀態(tài)1(1,0)    開關管V₁₁，V₁₂，V₃₂，V₄₁開通，交流側輸入電壓u_AB等于u_d/2，輸入端電感電壓等于u_s－u₁。電容C₁電壓被正向(或反向)電流充電(u₁<u_s，或放電u_s<u₁)，C₂通過直流側負載放電。

    狀態(tài)2(1,－1)    開關管V₁₁，V₁₂，V₄₁，V₄₂開通，輸入電壓u_AB=u_d，正向(或反向)電流對電容C₁及C₂充電(或放電)，由于輸入電感電壓反向，電流i_s逐漸減小。

    狀態(tài)3(0,1)    開關管V₁₂，V₂₁，V₃₁，V₃₂開通，交流側輸入電壓u_AB等于－u_d/2，輸入電感上電壓等于u_s＋u₁。電容電壓被正向(或反向)電流充電(或放電)。

    狀態(tài)4(0,0)    開關管V₁₂，V₂₁，V₃₂，V₄₁開通，輸入端電壓為0，電容通過直流側負載放電，線路電流i_s的大小隨主電路電壓u_s的變化而增加或減小。

    狀態(tài)5(0,－1)    開關管V₁₂，V₂₁，V₄₁，V₄₂開通，交流側電壓為u_d/2，正向(或反向)電流對電容C₂充電(或放電)，電容C₁通過負載電流放電。

    狀態(tài)6(－1,1)    開關管V₂₁，V₂₂，V₃₁，V₃₂開通，u_AB=－u_d，正向(或反向)線電流對兩個電容C₁及C₂充電(或放電)，由于升壓電感電壓正向，線電流將逐漸增加。

    狀態(tài)7(－1,0)    開關管V₂₁，V₂₂，V₃₂，V₄₁開通，交流側電壓電平為－u_d/2，正向(或反向)電流對電容C₂充電(或放電)，電容C₁通過負載電流放電。

    狀態(tài)8(－1,－1)    開關管V₂₁，V₂₂，V₄₁，V₄₂開通，輸入端電壓為0，升壓電感電壓等于u_s，兩個電容C₁及C₂均通過負載電流放電。電流i_s根據電壓u_s的變化而增加(或減小)。

2    硬件電路設計

    從圖2可以看出，在輸入電壓頻率恒定的情況下，要在變換器交流側產生一個三電平電壓波形，輸入電壓一個周期內應定義兩個操作范圍：區(qū)域1和區(qū)域2，如圖3所示。

圖3    工作區(qū)域

    在區(qū)域1，電壓大于－u_d/2，并且小于u_d/2，在電壓u_AB上產生三個電平：－u_d/2，0，u_d/2。同理，在區(qū)域2，電壓絕對值大于u_d/2，并小于直流側電壓u_d，在電壓正半周期(或負半周期)上產生兩個電平：u_d/2和u_d(或－u_d/2和－u_d)。相應電平的工作區(qū)域如表1所列。

表1    相應電平的工作區(qū)域

    為方便控制，這里定義兩個控制變量S_A及S_B，其中

    S_A=（1）

    S_B=（2）

    根據表1可以設計一個開關查詢表，如表2所列，將其存儲在DSP中，當進行實時控制時，便可根據輸入電壓、電流信號，從表中查詢所需采取的開關策略。

表2    查詢表

    整個控制系統以一片DSP為核心，控制框圖如圖4所示。

圖4    控制框圖

    鎖相環(huán)電路產生一個與電源電壓同相位的單位正弦波形，u_d的采樣信號通過低速電壓外環(huán)調節(jié)器進行調節(jié)，電流i_s的采樣信號通過高速電流內環(huán)G₁進行調節(jié)，電容C₁端直流電壓u₁與電容C₂端直流電壓u₂分別通過兩個PI調節(jié)器進行調節(jié)，補償環(huán)G₂用于補償兩只電容電壓的不平衡。

    檢測的線電流命令i_s與參考電流i_s^＊比較，產生的電流誤差信號送至電流內環(huán)G₁，以跟蹤電源電流變化，產生的線電流波形將與主電壓同相位。

3    軟件設計

    系統采用兩個通用定時器GPT₁及GPT₂來產生周期性的CPU中斷，其中GPT₁用于PWM信號產生、ADC采樣和高頻電流環(huán)控制(20kHz)，GPT₂用于低頻電壓環(huán)的控制(10kHz)，兩者均采用連續(xù)升/降計數模式。低速電壓環(huán)的采樣時間為100μs，高速電流環(huán)采樣時間為50μs。中斷屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT₁在下降沿和特定周期產生中斷，GPT₂則僅在下降沿產生中斷。

    整個程序分為主程序模塊、初始化模塊、電流控制環(huán)計算模塊、電壓控制環(huán)計算模塊、PWM信號產生模塊等五大部份。程序流程如圖5所示。

圖5    主程序流程 

4    仿真結果及實驗

    仿真參數如下：輸入電壓us交流220V，50Hz，

    輸出功率1kW，開關管GTO，開關頻率500Hz。整流狀態(tài)和逆變狀態(tài)下電源電壓u_s、電源電流i_s、交流側電壓u_AB波形分別如圖6及圖7所示。

圖6    整流狀態(tài)波形

圖7    逆變狀態(tài)波形

    實驗結果也證實了設計的正確性，在采用GTO管、開關頻率較低（500Hz）時，輸入側電流波形仍然非常接近正弦，裝置得到了接近1的功率因數，同時開關上的電壓應力減少了一半。

5    結語

    采用全數字控制的三電平PWM整流器將控制系統外圍電路減至最少，在較低成本下可以獲得很高的性能?；贒SP的三電平整流器比傳統功率因數校正電路動態(tài)性能更好，在較低的開關頻率下就可以獲得比較好的正弦化電流波形，并可用于GTO等開關器件。如用于高壓、大功率三相電路、VVVF電源、電機控制等領域，該方案優(yōu)越性更明顯。