基于APFC芯片控制的光伏并網(wǎng)逆變器研究

摘要：提出一種基于有源功率因數(shù)校正(APFC)芯片控制的小功率光伏并網(wǎng)逆變器方案。該逆變器包括直流變換環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)。其中直流變換環(huán)節(jié)采用APFC芯片控制將光伏電池板的直流低電壓變換成正弦雙半波的直流電，逆變環(huán)節(jié)采用工頻全橋逆變電路將正弦雙半波電流變換為交變電流注入電網(wǎng)。新方案中并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)控制采用APFC芯片實(shí)現(xiàn)，而實(shí)時控制要求低的最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)、孤島保護(hù)可采用低價的單片機(jī)實(shí)現(xiàn)。新方案具有成本低、開發(fā)和電流采樣容易等優(yōu)點(diǎn)。通過一臺300W的樣機(jī)證明了系統(tǒng)方案是正確有效的。
關(guān)鍵詞：并網(wǎng)逆變器；光伏；有源功率因數(shù)校正

1 引言
    太陽能光伏發(fā)電有離網(wǎng)型和并網(wǎng)型兩種，前者一般需要大容量的蓄電池支持，系統(tǒng)成本和維護(hù)費(fèi)用高，發(fā)電效率受負(fù)載影響大：而后者可以克服以上不足，因此在光伏發(fā)電系統(tǒng)中所占比例將越來越高。
    目前，光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)多采用光伏電池板陣列共用一個并網(wǎng)逆變器的方案，進(jìn)行MPPT時無法兼顧系統(tǒng)中每塊電池板，單塊電池板的利用率較低、系統(tǒng)抗局部陰影能力差，且系統(tǒng)擴(kuò)展靈活性不夠。采用單電池板供電的微功率或小功率光伏并網(wǎng)逆變器則具有很強(qiáng)的抗局部陰影能力，且安裝方便，系統(tǒng)冗余度高、可靠性高。但與此同時，對成本要求更加嚴(yán)苛。

2 系統(tǒng)方案
2．1 基于APFC芯片控制的并網(wǎng)逆變器
    針對小功率或者微功率并網(wǎng)光伏逆變器應(yīng)用場合，提出的基于APFC芯片控制的光伏并網(wǎng)逆變器新型系統(tǒng)方案框圖如圖1所示。其中DC／  DC變換環(huán)節(jié)采用APFC芯片控制實(shí)現(xiàn)將光伏電池板的直流低電壓變換成正弦雙半波的直流電，既實(shí)現(xiàn)了升壓又實(shí)現(xiàn)了正弦雙半波調(diào)制。逆變環(huán)節(jié)將前級輸入的正弦雙半波直流電經(jīng)過一個低頻全橋逆變成交流電直接并網(wǎng)。系統(tǒng)方案中的DC／DC環(huán)節(jié)可采用單級式或兩級式的功率變換。圖中DC／DC環(huán)節(jié)以兩級式拓?fù)錇槔?/p>

    在并網(wǎng)逆變器控制中，相對于MPPT、孤島保護(hù)，并網(wǎng)控制的實(shí)時性要求高，因此需要用高性能的數(shù)字控制器，這無疑會增加系統(tǒng)成本，特別對于小功率或微功率的并網(wǎng)逆變器。而新的系統(tǒng)方案有以下優(yōu)勢：①由于并網(wǎng)控制采用APFC芯片，則可采用低價的單片機(jī)實(shí)現(xiàn)實(shí)時性要求低且簡單的MPPT、孤島保護(hù)控制，從而有效降低成本；②由于APFC技術(shù)較成熟，因此并網(wǎng)電路的調(diào)試也簡單，不需要編寫復(fù)雜的并網(wǎng)控制程序，縮短開發(fā)時間和開發(fā)成本；③由于采用正弦雙半波調(diào)制，再經(jīng)過一個低頻橋逆變的結(jié)構(gòu)，此時正弦雙半波調(diào)制輸出的電流采樣可以通過采樣電阻很方便地得到。
2．2 控制原理
    新方案中，低頻逆變環(huán)節(jié)控制簡單，只要將DC／DC環(huán)節(jié)調(diào)制輸出的正弦雙半波直流電極性翻轉(zhuǎn)即可。目前APFC芯片的電流控制方式主要有平均電流控制、峰值電流控制和滯環(huán)電流控制。在此以平均電流控制的APFC芯片UC3854為例說明正弦雙半波直流電調(diào)制或者并網(wǎng)控制原理，并網(wǎng)逆變器控制框圖如圖2所示。

    采樣的電網(wǎng)電壓送入U(xiǎn)C3854的乘法器，乘法器輸出正弦雙半波電流作為iL的基準(zhǔn)，使iL跟蹤基準(zhǔn)的變化，即實(shí)現(xiàn)iL跟蹤電網(wǎng)電壓。兩者比較后經(jīng)過PI控制器，控制器的輸出與芯片內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒波比較生成PWM信號驅(qū)動Buck電路的開關(guān)管，從而實(shí)現(xiàn)正弦雙半波直流電調(diào)制輸出。iL波形為正弦雙半波，經(jīng)工頻全橋逆變電路使并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，從而實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)。由于Buck電路輸出的電壓被并網(wǎng)電網(wǎng)筘位，所以逆變器只需控制并網(wǎng)電流。

3 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)
    基于所提方案，設(shè)計(jì)一個并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)原理機(jī)。并網(wǎng)逆變器參數(shù)：輸入直流電壓范圍為40～60 V，并網(wǎng)電壓及頻率為176～265 V／50 Hz，并網(wǎng)額定功率為300W。
3．1 DC／DC升壓電路
    Buck型并網(wǎng)逆變器要求逆變電路輸入的母線電壓要大于電網(wǎng)的峰值電壓，考慮到電網(wǎng)電壓波動，一般要求直流母線電壓大于380 V，所以需要先將光伏電池電壓進(jìn)行升壓。普通Boost電路的升壓比一般小于5，而單塊電池板的輸出電壓范圍一般為40～60 V，因此要將此電壓范圍升壓到380 V，升壓比遠(yuǎn)大于5，普通的Boost電路無法滿足要求。為滿足大升壓比的要求，該并網(wǎng)逆變器的前級Boost電路采用帶中間抽頭電感的Boost電路，如圖3所示。

    耦合電感設(shè)計(jì)：考慮VQ1耐壓以及電流要求，取耦合電感L1，L2的匝比n=1：2，電流紋波系數(shù)為0．4，占空比為0．67～0．74，根據(jù)L1=UinDBoost／(fs1△i1)設(shè)計(jì)得L1=137μH，L2=548μH。Uin為光伏電池板輸出電壓，開關(guān)頻率fs1=65 kHz。VQ1為IRFP250，二極管VD1為MUR860。
3．2 Buck正弦雙半波調(diào)制及工頻逆變電路
    如圖4所示，該部分電路由Buck正弦雙半波調(diào)制電路和工頻全橋逆變電路組成。通過UC3854控制iL為正弦雙半波。當(dāng)檢測到電網(wǎng)電壓為正半波時，VT1，VT4開通，VT2，VT3關(guān)斷；當(dāng)檢測到電網(wǎng)電壓為負(fù)半波時，VT2，VT3開通，VT1，VT4關(guān)斷，從而將Buck電路輸出的正弦雙半波電流轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦電流，完成并網(wǎng)功能。

    Buck電感設(shè)計(jì)：L的大小影響并網(wǎng)電流的質(zhì)量，設(shè)計(jì)合理的L可以減小并網(wǎng)電流的THD，達(dá)到并網(wǎng)要求。在電網(wǎng)電壓峰值處，有：
   
    式中：Udc為Buck的輸入電壓；Dmax為電網(wǎng)電壓峰值處的占空比；△i2為電網(wǎng)電壓峰值處的電感紋波電流；fs2為Buck電路的工作頻率，fs2=65 kHz。
    計(jì)算得出L=1．62 mH。MOSFET VT1～VT5為IRF840，二極管VD2為MUR860。

4 實(shí)驗(yàn)
    制作一臺樣機(jī)，圖5示出逆變器直流輸入電壓為50 V，電網(wǎng)電壓及頻率為220 V／50 Hz，輸出功率分別為109 W和329 W時電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形。表1為實(shí)驗(yàn)原理機(jī)在220 V電網(wǎng)電壓時的并網(wǎng)電流THD、功率因數(shù)λ以及整機(jī)效率。

    由表1可見，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在工作過程中，λ值接近于1，同時隨著并網(wǎng)功率的增加，并網(wǎng)電流THD減小。在滿載工作時，輸出電流THD=3.5 2％，保證了并網(wǎng)電流的質(zhì)量。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制方案的正確性和電路設(shè)計(jì)的合理性。

5 結(jié)論
    提出了一種基于APFC芯片控制的新型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)方案。新方案中，并網(wǎng)逆變器實(shí)時控制要求高的并網(wǎng)控制部分采用APFC控制，而實(shí)時性要求不高的MPPT和孤島保護(hù)則采用低性能、便宜的單片機(jī)控制。新方案具有控制成本低，設(shè)計(jì)調(diào)試簡單，電流采樣方便等優(yōu)點(diǎn)，適用于小功率或者微功率并網(wǎng)逆變器應(yīng)用場合。實(shí)驗(yàn)證明提出的新方案正確有效，系統(tǒng)性能優(yōu)良。