摘要:研究了一種有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器,分析了電路原理,給出了一個應(yīng)用實例。
關(guān)鍵詞:有限雙極性控制;零電壓零電流開關(guān);全橋變換器
1 引言
全橋移相ZVS變換器近年來得到廣泛注意。然而,這種控制方法有幾個明顯的缺點:
1)由于存在環(huán)流,開關(guān)管的導(dǎo)通損耗大,輕載下效率較低,特別是在占空比較小時,損耗更嚴重;
2)輸出整流二極管存在寄生振蕩;
3)為了實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS,必須在電路中串聯(lián)電感,這就減小了有效占空比,增大了原邊電流定額。
為了解決這些問題,人們對全橋移相ZVZCS變換器進行了大量研究。其主要思路是超前橋臂實現(xiàn)ZVS,滯后橋臂實現(xiàn)ZCS。這樣在很大程度上解決了原先全橋移相ZVS變換器存在的一些問題。如環(huán)流在很大程度上減小乃至消除了;由于不需要外加電感,有效占空比減小等問題隨之就不存在了。實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS,總的來講,可以分成有源和無源兩種方法。采用副邊有源鉗位的ZVZCS方法[1]增加了成本,并由于需要復(fù)雜的隔離驅(qū)動而降低了可靠性。無源的方法又有副邊無源鉗位[2]和原邊無源鉗位[3][4],也可以原副邊的無源鉗位同時加上,這樣效果更好。
但移相控制本身還有一個難以克服的缺點,即死區(qū)時間不好調(diào)整。當負載較重時,由于環(huán)流大,超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電較快,因此實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通比較容易,但當負載較輕時,超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電很慢,超前橋臂的開關(guān)管必須延時很長時間后導(dǎo)通才能實現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。專用的移相控制芯片如UC3875等很難調(diào)整這個死區(qū)時間。本文研究了一種稱為有限雙極性控制的控制方法,配合上面的ZVZCS PWM全橋拓撲,能實現(xiàn)超前和滯后橋臂全范圍的ZVZCS。
2 ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過程分析
有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1~Q4四個功率管(內(nèi)帶續(xù)流二極管)組成一個全橋電路。其中,Q1、Q2組成超前橋臂,兩端分別并聯(lián)有吸收電容C1、C2,用來實現(xiàn)Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容,用來實現(xiàn)滯后臂(由Q3、Q4組成)的ZCS。
圖1 ZVZCSPWM全橋電路示意圖
在有限雙極性方法控制下,Q1~Q4的驅(qū)動時序見圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調(diào)的定頻變寬脈沖;ug3、ug4為互補方波,頻率、脈寬固定。當然考慮到直通的問題,ug3、ug4不能同時為1,要錯開一個固定的死區(qū)時間。ug1、ug4的上升沿(表示Q1、Q4開始導(dǎo)通)一致,ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯(lián)電容的存在,變壓器端電壓在下降時不會突然到零,而是有個過渡過程,其時間取決于并聯(lián)電容的大小及負載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓,其幅值取決于Cb大小及其它條件,Cb越小,ucb幅值越大,ZCS實現(xiàn)得越好,但同時開關(guān)管電壓應(yīng)力又增大,因此Cb不能太小,一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10%。
圖2 全橋電路有限雙極性控制時序及各變量響應(yīng)圖
電路工作過程分析如下:
1)t0時刻Q1、Q4同時導(dǎo)通,變壓器原邊電流ip開始上升,流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊,同時隔直電容Cb上的電壓開始上升。為了簡化分析,暫不考慮變壓器的勵磁電流和副邊電流Io的波動,因此變壓器原邊電流ip(t)為
ip(t)=Ipo=Io/n(1)
式中:n為變壓器原副邊匝比。
當然,實際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復(fù)過程,ip(t)上升沿有一個尖峰,見圖2。
Cb兩端電壓ucb(t)為
ucb(t)=-ucbp(2)
式中:ucbp為電容Cb上最大電壓。
2)在t1時刻Q1關(guān)斷,Q1的關(guān)斷是ZVS關(guān)斷,原邊電流ip通過C1(充電)、C2(放電)繼續(xù)按原方向流動。C2經(jīng)過一段時間的放電,在t12時刻C2上的電壓降到零,Q2上的反并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過程為
uc2(t)=Ipot/(C1+C2)(3)
并有
t12-t1=E(C1+C2)/Ipo(4)
式中:E為直流輸入電壓。
3)由于Cb上的電壓作用,在t2時刻環(huán)流衰減到零,原邊電流變化過程為
ip(t)=Ipo-ucbpt/L1(5)
該狀態(tài)持續(xù)時間(即環(huán)流時間)為
t2-t12=IpoL1/ucbp(6)
此時ucb(t)達到最大值UCbp。由式(2)可近似得到
t2-t0=2UCbpCb/Ipo(7)
4)在t2~t23時刻,電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電,由于時間常數(shù)很小,可認為該過程響應(yīng)速度很快,諧振過程很快結(jié)束。穩(wěn)定時Q2兩端電壓保持為UCbp。
5)t23時刻Q4關(guān)斷,顯然,由于此時Q4上電壓電流均為零,因此Q4是ZVZCS關(guān)斷。經(jīng)一個固定的死區(qū)時間后,在t3時刻,Q2、Q3同時導(dǎo)通,由于此時Q2兩端電壓為UCbp,由設(shè)計可保證UCbp<10%E,且環(huán)流已衰減到零,因此可近似認為Q2是ZVZCS導(dǎo)通。而Q3是硬開關(guān)導(dǎo)通,而且Q3導(dǎo)通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關(guān)工作方式下Q3導(dǎo)通時其端電壓是直流輸入電壓的一半,因此ZVZCS控制模式下Q3導(dǎo)通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關(guān)狀態(tài)下大,這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素,Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。
6)在t3時刻之后電路工作過程和t0~t3時類似,這里就不詳細分析了。
3 全范圍實現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件
由式(2)可以看到,在占空比一定時,隔直電容Cb越小,UCbp越大,由式(6)可看到,變壓器漏感越小、ucbp越大,則環(huán)流時間越短,因而ZCS實現(xiàn)得越充分。將式(7)代入式(6),并設(shè)t12-t0=DT/2(D為占空比,T為開關(guān)周期),則有
t2-t12=4CbL1/DT(8)
可見在電路參數(shù)固定的情況下,環(huán)流時間是一個固定值,不依賴于負載。實驗也表明,適當減小開關(guān)頻率,從而使DT變大,可使環(huán)流時間t2-t12減小,有利于ZCS的實現(xiàn)。
由式(4)可看到C1、C2越大,超前橋臂由導(dǎo)通轉(zhuǎn)截止后,C2上電壓降到零的過渡時間越長,因而ZVS實現(xiàn)得越好。而且負載越輕(Ipo越?。^渡時間越長。而移相控制由于超前橋臂上下兩個開關(guān)管的導(dǎo)通基本是互補的,因此在輕載時很難實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通。而相比之下,有限雙極性控制方法就顯出它的優(yōu)越性。如當Q1關(guān)斷后,Q2導(dǎo)通時刻由移相控制時的t12~t3時刻推后到了t3時刻,可以充分保證只有當Q2的續(xù)流二極管導(dǎo)通后才使Q2導(dǎo)通,從而保證全范圍的ZVS。實驗證明,在正確設(shè)計好電路參數(shù)后,超前橋臂的ZVS實現(xiàn)得相當好。
4 應(yīng)用實例
這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器,已應(yīng)用到一種3kW(48V/50A)通信電源模塊的設(shè)計當中。具體參數(shù)為:輸入220V/15A;輸出56.4V(最大)/53A(最大);開關(guān)工作頻率60kHz;功率管為IRG4PC50W(高速型IGBT);變壓器原副方匝數(shù)比為24/4;輸出濾波電感40μH;輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片,因此采用UC3825+CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。
圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實例
UC3825A是一種峰值電流型控制芯片,在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后,電源具有響應(yīng)速度快,保護迅速,源效應(yīng)和負載效應(yīng)好等優(yōu)點。模塊整機功率因數(shù)為0.99,效率90%,重約10kg。該產(chǎn)品已成功運行于某移動通信基站現(xiàn)場。
5 結(jié)語
有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器,能實現(xiàn)全范圍的ZVS和ZCS開關(guān),提高了電源的效率,減小了輸出紋波和電磁干擾。實踐證明了這種控制方法的可靠性。