一種基于FFT的直擴通信系統(tǒng)中窄帶干擾信號參數(shù)的估計方法

摘要：以DSSS/QPSK通信系統(tǒng)為背景，提出一種基于FFT的精確估計多個窄帶干擾信號參數(shù)的方法。該方法對接收信號的頻域FFT數(shù)據(jù)進行分析，只增加很少的計算量，就能準確估計出干擾的中心頻率及寬度。用TMS320C5410 DSP對該方法進行了仿真實驗，仿真結(jié)果顯示了算法的可行性和有效性。 關(guān)鍵詞：FFT DSSS DSP 窄帶干擾 參數(shù)估計 現(xiàn)代通信系統(tǒng)設(shè)計中的一個重要課題是從寬帶信號(如QPSK調(diào)制信號)中消除窄帶干擾信號(NBI)的能力問題。直接序列擴展(DSSS)通信系統(tǒng)具有內(nèi)在的抑制窄帶干擾信號的能力。其接收信號和偽噪聲(PN)序列進行互相關(guān)運算，將干擾擴展到DS信號所占有的整個頻帶，這樣就降低了干擾電平，使干擾等效為一個電平較低而頻譜較平坦的噪聲。 直擴通信系統(tǒng)的抗干擾能力與擴頻增益成正比，由于受帶寬和系統(tǒng)頻率資源的限制，擴頻增益不可能做得很高，僅靠擴頻增益往往不足以對干擾進行抑制。特別是在強窄帶干擾的場合，系統(tǒng)的性能將會嚴重下降，甚至造成通信中斷。因此需要在解擴前加入窄帶干擾抑制技術(shù)來提高DSSS系統(tǒng)的性能。 圖1 本文提出一種用于DSSS/QPSK通信系統(tǒng)中，采用時頻域相結(jié)合的方法抑制窄帶干擾信號的方案。其核心是對多個窄帶干擾信號參數(shù)進行準確估計。所采用的方法為：對接收信號的域頻FFT數(shù)據(jù)進行分析;在此基礎(chǔ)上只增加很少的計算量計算出窄帶干擾信號的中心頻率及寬度，為陷波器的進一步精確設(shè)計提供必要參數(shù);最后，在TI公司的TMS320C5410 DSP上對本方法進行仿真實驗。仿真結(jié)果表明它簡單有效、實時性好、對窄帶干擾信號的參數(shù)估計很準確。這就為硬件實現(xiàn)多窄帶干擾信號抑制提供了參考。 1 信號模型及抗干擾方案 在DSSS/QPSK通信系統(tǒng)中，接收信號r(t)由三部分組成，即： r(t)=s(t)+i(t)+n(t) (1) 式中，s(t)是用PN碼擴頻經(jīng)QPSK調(diào)制的發(fā)送信息數(shù)據(jù)序列,n(t)是加性高斯白噪聲，i(t)是窄帶干擾。s(t)的數(shù)學(xué)表達式為： s(t)=mI(t)CI(t)cosωc(t)+mQ(t)CQ(t)sinωc(t) (2) 式中，mI(t)和mQ(t)是同相正交比特流，CI(t)和CQ(t)是相互獨立的正交擴頻碼，其碼元寬度相同，時間上同步，取值為%26;#177;1。在此，選用多個正弦波之和作為窄帶干擾模型，可表示為：

式中，M表示正弦波個數(shù)，fm表示第m個正弦波的頻率。Am表示幅度，φm為初始相位。 對x(t)以chip速率采樣，得到接收信號的離散形式： r(k)=s(k)+i(k)+n(k) 利用信號和噪聲在時間上不相關(guān)，而窄帶干擾信號具有相關(guān)性的特性，可以對窄帶干擾信號的頻率f、幅度A、初始相位φ參數(shù)進行估計，進而復(fù)制干擾信號。這樣，只要在r(k)中減去i(k)的估計就抑制掉了窄帶干擾信號。即： r(k)-l"n(k)=s(k)+n(k)+εn(k) 式中，εn(k)表示估計誤差。如果估計誤差εn(k)接近為零，就表示對DSSS信號中的窄帶干擾進行了有效的抑制。 所此思想設(shè)計出的接收機框圖如圖1所示。 在圖1中，通過FFT頻譜分析估計出干擾的頻率和寬度參數(shù)后，由信號發(fā)生器單元產(chǎn)生出一個與干擾相同頻率的信號，用此信號與r(k)相乘，即可將窄帶干擾信號整個搬移到零頻，此時采用一個濾波器即可將干擾信號分離出來，再將濾波器輸出信號搬移到干擾信號的最初頻率位置，就得到了干擾信號的復(fù)制信號。這里的濾波器的寬度是由窄帶干擾信號的寬度確定的。這樣，原信號與干擾信號的復(fù)制信號相減就可以有效地抑制掉窄帶干擾信號，而不會影響其它頻率點的信號成分。 圖2 在圖1所示的方案中，可以設(shè)計出多路通道，每一路分別產(chǎn)生一個干擾信號的復(fù)制信號，然后將所有通道產(chǎn)生的干擾復(fù)制信號相加，就得到所接收到的信號中的全部干擾信號的復(fù)制信號，最后同樣經(jīng)過一個相減的操作就把全部干擾都抑掉掉了。由于可以對FFT的每一個數(shù)據(jù)進行處理，因此這種算法對干擾信號的變化具有很強的自適應(yīng)能力。 圖1的方案要求對干擾信號的中心頻率要估計得比較準確，否則將難以滿足系統(tǒng)要求。因而頻率估計單元的實現(xiàn)是該方案的關(guān)鍵，下面將進行討論。 2 基于FFT的窄帶干擾信號參數(shù)估計 根據(jù)式(3)的窄帶干擾信號模型，以頻率fs采樣，共記錄N點樣值。可得：

式中，T=1/fs，為采樣時間間隔。 Δf=fs/N (5) 由于FFT變換產(chǎn)生頻譜泄露，以信號的第m個分量fm為例：設(shè)歸一化頻率fm/Δf落入第lm與第(lm+1)離散頻點之間，如圖2所示。信號頻率可以表示為： fm=(lm+δm)%26;#183;Δf (6) 為了簡化演算過程，設(shè)式(4)中M=1，并利用Dirichlet函數(shù)

由式(6)，中心頻率f可以按下式計算：

利用窄帶干擾頻譜集中在很窄的頻帶，幅值遠高于信號水平的特點，其頻率位置l和l+1通過設(shè)置干擾門限很容易得到。要計算頻率f，需先求干擾信號幅值|I(l)|和|I(l+1)|。而接收信號r(t)經(jīng)FFT變換的幅值為|R(k)|，下面求|I(l)|和|I(l+1)|關(guān)于|R(k)| 的函數(shù)式。 假設(shè)加性白噪聲n(t)=0，則式(1)可以簡化為：

式中，γ是S1(k)和Ii(k)之間的相位角。 為了使估計值更準確，對多次FFT變換 結(jié)果取平均值：

顯然，s(t)和i(t)不相關(guān)：

根據(jù)頻率譜分析結(jié)果，在加有窄帶干擾的頻率部分，窄帶干擾平均幅值|Ri(k)|遠大于信息序列平均幅值|Si(k)|，因而下面的關(guān)系式近似成立：

式中，v是一個很小的整數(shù)。v、δ之間的關(guān)系如圖3所示。當(dāng)δ趨近0.5時，干擾信號I(k)在采樣點有較大的幅值，v應(yīng)選較大的數(shù);相應(yīng)地，當(dāng)δ趨近0或1時，I(k)幅值很小，應(yīng)選一個較小的v。關(guān)系式如下：

將I"i(l)和I"(l+1)的估計值代入式(7)，就能準確計算出干擾的中心頻率f。 對多個窄帶干擾的情況，即M>1時，可以利用同樣的原理得到lm、δm，從而計算出中心頻率fm。 干擾帶寬可按下式估計： ΔBm=NmΔf (17) 式中，Nm為第m個干擾所占頻率位。 3 仿真結(jié)果及分析 本系統(tǒng)采用40MHz的頻率對70MHz中頻帶通采樣。頻譜分析采用2048點FFT數(shù)據(jù)，則頻率分辨率為Δf=40MHz/2048=19531.25Hz。給出用dB表示的信號幅度譜圖如圖4所示。為分析處理，為分析方便，所加窄帶干擾為單頻干擾。 圖4 根據(jù)帶通采樣定理，圖4中0～20MHz頻段頻譜與實際的70MHz中頻信號的60～80MHz頻段頻譜相對應(yīng)，由于頻譜順序是鏡像的，所以圖中0MHz對應(yīng)關(guān)中頻80MHz，20MHz對應(yīng)60MHz。 對本文提出的算法在TMS320C5410 DSP(時鐘頻率為100MHz，時鐘周期為0.01μs)上進行仿真，軟件環(huán)境為CCS2.0。程序采用純匯編語言編寫，取8組數(shù)據(jù)平均時執(zhí)行周期約為4.1%26;#215;10 4時鐘周期，處理時間為410μs。 表1 三個干擾中心頻率估計 干擾位序號(l) δ v 干擾頻率估計值 f/Hz=80%26;#215;10 6-(l+δ)Δf 實際頻率/Hz 相對誤差 Hex數(shù)十進制 0F8h 248 0.351 3 75 149 395 75 150 000 8%26;#215;10 -6 1E6h 486 0.420 4 70 499 609 70 500 000 6%26;#215;10 -6 30Ch 780 0.809 1 64 749 824 64 750 000 3%26;#215;10 -6 表1是三個干擾仿真結(jié)果，從仿真結(jié)果看，窄帶干擾中心頻率估計的最大相對誤差只有8%26;#215;10 -6，這樣高的精度說明此方法對窄帶干擾信號參數(shù)的估計是正確的。同時租用FFT實現(xiàn)了并行處理，提高了處理速度，滿足了系統(tǒng)實時性要求。