基于現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列的數(shù)控延時(shí)器的設(shè)計(jì)
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關(guān) 鍵 詞：FPGA；VHDL；AD9501；數(shù)控延時(shí)器；雷達(dá)目標(biāo)模擬器
l 引言
利用硬件描述語(yǔ)言結(jié)合可編程邏輯器件(PLD)可以極大地方便數(shù)字集成電路的設(shè)計(jì)，本文介紹一種利用VHDL硬件描述語(yǔ)言結(jié)合現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)設(shè)計(jì)的數(shù)控延時(shí)器，延時(shí)器在時(shí)鐘clk的作用下，從8位數(shù)據(jù)線輸入延時(shí)量，到LATCH高電平時(shí)鎖存數(shù)據(jù)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)觸發(fā)脈沖TRIG的任意量的延時(shí)。由于延時(shí)范圍不同，設(shè)計(jì)所用到的FPGA的資源也不同，本文詳細(xì)介紹最大延時(shí)量小于觸發(fā)脈沖周期的情況。該延時(shí)器的軟件編程和調(diào)試均在MuxplusⅡ環(huán)境下完成，系統(tǒng)設(shè)計(jì)選用Altera公司的EPFl0K30AQC208-3，EPCI44l型專用電路，與DSP相結(jié)合，應(yīng)用于雷達(dá)目標(biāo)模擬器的控制部分，實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)距離的模擬。
2 設(shè)計(jì)原理
筆者設(shè)計(jì)的數(shù)控延時(shí)器采用3個(gè)串聯(lián)計(jì)數(shù)器來(lái)實(shí)現(xiàn)。由于在觸發(fā)脈沖TRIG的上升沿開始延時(shí)，使用時(shí)鐘的上升沿計(jì)數(shù)，考慮到VHDL對(duì)時(shí)鐘描述的限制，設(shè)計(jì)采用計(jì)數(shù)器l產(chǎn)生同步脈沖SYNC，寬度為Tclk，利用SYNC的高電平觸發(fā)cflag，并在延時(shí)結(jié)束后cflag清零；計(jì)數(shù)器2計(jì)算延時(shí)的長(zhǎng)度；計(jì)數(shù)器3計(jì)算所要產(chǎn)生的輸出脈沖OUTPUT的脈寬，并在計(jì)數(shù)結(jié)束時(shí)對(duì)計(jì)數(shù)器2和計(jì)數(shù)器3清零。延時(shí)器的外部接口電路如圖1所示，原理框圖如圖2所示。整個(gè)電路的設(shè)計(jì)采用同步時(shí)鐘計(jì)數(shù)以盡量減少因局部時(shí)鐘不穩(wěn)定所產(chǎn)生的毛刺和競(jìng)爭(zhēng)冒險(xiǎn)。
該數(shù)控延時(shí)器低電平時(shí)鎖存數(shù)據(jù)，高電平時(shí)改變內(nèi)部寄存器的數(shù)值(與AD9501型數(shù)控延時(shí)器的數(shù)據(jù)鎖存端電平相反)。一般情況下，觸發(fā)脈沖與時(shí)鐘的上升沿是一致的，如果輸入的觸發(fā)脈沖與時(shí)鐘不一致，則整個(gè)電路的延時(shí)將產(chǎn)生一定的誤差。時(shí)序仿真如圖3所示，延時(shí)量由dlyLH為高電平時(shí)數(shù)據(jù)總線data8上的數(shù)據(jù)決定。
該數(shù)控延時(shí)器的VHDL硬件描述語(yǔ)言程序如下：
在該程序中，cntl為延時(shí)量，cnt2為輸出脈沖的寬度，cflag為開始計(jì)數(shù)的標(biāo)志，該段程序在觸發(fā)脈沖的周期大于256xTclk時(shí)，最大延時(shí)量為256×Tclk，如果觸發(fā)脈沖周期小于256xTclk，則最大延時(shí)量為Tclk-Toutput(Toutput為輸出脈沖的寬度)。
事實(shí)上，在實(shí)際應(yīng)用中，延時(shí)后的輸出脈沖與輸入的觸發(fā)脈沖的頻率并不相同，譬如在設(shè)計(jì)雷達(dá)目標(biāo)模擬器時(shí)要求延時(shí)后產(chǎn)生一連串的7分頻時(shí)鐘，時(shí)序如圖4所示(延時(shí)后產(chǎn)生11個(gè)7分頻的脈沖，占空比為2：5)。
要產(chǎn)生上述觸發(fā)脈沖，只需改變計(jì)數(shù)器2的長(zhǎng)度，并在程序中加入case判斷語(yǔ)句即可。
3 延時(shí)范圍討論
3.1 延時(shí)范圍小于觸發(fā)脈沖周期
這種情況只需增加數(shù)據(jù)輸入端的位數(shù)，不過一般情況下，數(shù)據(jù)輸入端位數(shù)是固定的，這時(shí)可以在FPGA的內(nèi)部定義多位的數(shù)據(jù)寄存器。以延時(shí)范圍為224xTclk為例，在FPGA內(nèi)部定義24位的數(shù)據(jù)寄存器，并定義3條地址線dlyLHl、dlyLH2和dlyLH3，通過8位數(shù)據(jù)總線分3次向數(shù)據(jù)寄存器送數(shù)，送數(shù)時(shí)間應(yīng)在前一脈沖延時(shí)結(jié)束之后與下一脈沖到來(lái)之前。數(shù)據(jù)送入寄存器的程序如下：
3.2 延時(shí)范圍大于觸發(fā)脈沖周期
這種情況在實(shí)際應(yīng)用中比較廣泛，譬如在雷達(dá)模擬器的設(shè)計(jì)中，所模擬的目標(biāo)的距離范圍一般都很大，因而輸出延時(shí)脈沖的延時(shí)量將大于1個(gè)觸發(fā)脈沖周期，這時(shí)在考慮到FPGA資源的前提下，可以采用多路延時(shí)合并的處理方法。以延時(shí)范圍小于4個(gè)周期為例，具體時(shí)序如圖5所示。
利用SYNC信號(hào)4分頻并產(chǎn)生4路分頻后的信號(hào)。在FPGA內(nèi)部設(shè)計(jì)4個(gè)延時(shí)電路，SYNCl、SYNC2、SYNC3、SYNCA分別作為4個(gè)延時(shí)電路的觸發(fā)信號(hào)，每個(gè)延時(shí)電路仿照第一種延時(shí)范圍的設(shè)計(jì)方法，輸出觸發(fā)脈沖通過4個(gè)或門送到輸出端OUTPUT。值得注意的是每個(gè)延時(shí)電路內(nèi)部都要定義1個(gè)與DATAREG位數(shù)相同的數(shù)據(jù)寄存器，延時(shí)數(shù)據(jù)在延時(shí)開始時(shí)送入內(nèi)部寄存器。使用多路延時(shí)合并方法最關(guān)鍵的是要產(chǎn)生準(zhǔn)確的分頻脈沖，如果產(chǎn)生的脈沖有毛刺，或者電路在設(shè)計(jì)的時(shí)候存在冒險(xiǎn)，整個(gè)延時(shí)系統(tǒng)有可能都不能正常工作。
4 延時(shí)誤差分析
以延時(shí)范圍小于觸發(fā)脈沖周期為例，分析固定延時(shí)及延時(shí)誤差。
該延時(shí)器在Muxplus Ⅱ環(huán)境下從輸入時(shí)鐘Tclk到dlytrig的延時(shí)為8.2 ns；產(chǎn)生SYNC的寬度為Tclk。因此在觸發(fā)脈沖上升沿與時(shí)鐘信號(hào)上升沿對(duì)時(shí)，該延時(shí)電路的固有延時(shí)為8.2 ns+2Tclk。但一般情況下，觸發(fā)脈沖的上升沿與時(shí)鐘的上升沿并不是一致的，根據(jù)二者之間的關(guān)系可知，最大延時(shí)誤差T滿足：O<T<Tclk。時(shí)鐘的頻率越高，則產(chǎn)生的延時(shí)誤差就越小。
由于該數(shù)控延時(shí)器使用時(shí)鐘來(lái)計(jì)數(shù)，因此延時(shí)量只能為Tclk的整數(shù)倍。如果設(shè)計(jì)者希望有更精確的延時(shí)，可以在設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上外加一片AD9501，該器件的延時(shí)可以精確到(Ttotal+Td)×1/28，其中Ttotal是AD9501的總延時(shí)，Td是AD9501的固有延時(shí)。
5 結(jié)束語(yǔ)
本文詳細(xì)介紹了利用VHDL硬件描述語(yǔ)言結(jié)合FPGA設(shè)計(jì)一種數(shù)控延時(shí)器的方法，討論了延時(shí)范圍,分析了延時(shí)誤差，該延時(shí)器的設(shè)計(jì)旨在和DSP相結(jié)合實(shí)現(xiàn)對(duì)延時(shí)信號(hào)的處理。隨著EDA技術(shù)的飛速發(fā)展，使用硬件描述語(yǔ)言設(shè)計(jì)FPGA是電子設(shè)計(jì)人員應(yīng)該掌握的一門技術(shù)。同時(shí)，將DSP和FPGA技術(shù)相結(jié)合是進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理的一種趨勢(shì)。
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