用EPLD實現(xiàn)單脈沖二次雷達的應答解碼處理

2 應答處理器系統(tǒng)組成
    單脈沖二次雷達應答信號處理的基本流程如圖2所示。

    在視頻預處理器中，和與差支路的∑、△視頻信號，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換器進行數(shù)字化處理后，變成兩組8位的數(shù)字信號傳送給應答處理機；將∑接收單元與△接收單元的信號經(jīng)相位鑒別器，生成表示目標在波束中心左側(cè)或右側(cè)的軸向指示信號BI（2位），送應答處理器；∑與Ω兩視頻幅度進行比較，產(chǎn)生表示應答為旁瓣應答還是主瓣應答的RSLS(1位)；接收信號經(jīng)6dB檢測、反窄處理、二分層產(chǎn)生PSV（處理后的和視頻，1位）。視頻預處理器產(chǎn)生上述信號并輸入給應答處理機，進行框架檢測、和差比計算、碼裝配等處理，最終形成應答報告輸出給點/航跡處理計算機。應答處理機系統(tǒng)的組成如圖3。

    在應答處理機中選用了Lattice公司的EPLD作為主處理芯片(ispLSI1032E)。該芯片有64個I/O端，8個指定輸入端，6 000個邏輯門，192個寄存器，最大時延≤12ns，通過簡單的5線接口，即可用PC機對線路板上菊花鏈結(jié)構(gòu)的最多8個芯片進行編程。PC104是嵌入式計算機，其CPU是一片兼容的64位第六代處理器，運行速度可達300MHz，其圖形處理器可支持各種LCD及TFT顯示屏，同時支持PS/2鍵盤、PS/2鼠標、兩串行接口、一并行接口、USB接口、聲卡功能。
    應答處理機的工作原理：1位PSV、8位和視頻、8位差視頻、2位軸向指示及1位接收旁瓣抑制信號，在經(jīng)過輸入緩沖并與系統(tǒng)時鐘信號同步后，其中的PSV信號進入邊沿產(chǎn)生電路，所產(chǎn)生的前沿延遲一個框架時間（20.3μs）后與未延遲的前沿信號相與給出目標框架，啟動4個解碼器中處于空閑狀態(tài)的裝配器開始解碼工作，產(chǎn)生解碼需要的定時脈沖序列。同時和視頻、差視頻、軸向指示、旁瓣抑制信號送入視頻采樣電路，經(jīng)過視頻采樣產(chǎn)生的SVA（和視頻幅度）和DVA（差視頻幅度）經(jīng)和差比計算電路產(chǎn)生SDR值，SVA、DVA、SDR送數(shù)字寄存器進行延遲，延遲及未延遲的SVA、SDR、軸向指示、接收旁瓣抑制和目標前沿信號一起送入代碼裝配器，在定時脈沖的作用下，對目標應答信息進行解碼、去除幻影應答、解旁瓣應答和軍事告急應答。經(jīng)過進一步相關、確認和修正后，將目標的SVA和SDR代碼、綜合的代碼置信度信息及一些標志信息送代碼裝配總線，在輸出控制的情況下依次寫入先進先出(FIFO)，PC機依次讀出GPS時間信息及FIFO中的目標報告。
3 系統(tǒng)的具體實現(xiàn)
3.1 旁瓣抑制與邊沿提取
    近距離的飛機能夠被天線的旁瓣探測到，但如果沒有特殊的旁瓣抑制措施，就會使地面接收裝置接收到來自旁瓣的應答信息，從而夸大飛機的數(shù)量。P2作為旁瓣抑制脈沖由Ω通道發(fā)射，在天線的主瓣波束內(nèi)，P1與P3的幅度會高于P2，而在天線的旁瓣內(nèi)，P2會高于P1與P3，機載應答機根據(jù)P1、P3與P2的幅度關系決定是否做出應答，對旁瓣內(nèi)的詢問不予應答。
    單脈沖二次雷達的PSV信號是由接收機和通道（∑）內(nèi)的應答信號，經(jīng)過特定門限電平進行二值化處理后輸出的0或1電平。前后沿的提取，可以將PSV信號輸入兩個寄存器，通過與門電路實現(xiàn)。實現(xiàn)電路如圖4所示。

    ALE與ATE分別是與時鐘脈寬（0.1208μs）相同的前沿與后沿。當PSV信號的寬度大于一個應答碼的寬度時，就認為接收到的是兩個或多個脈沖的混疊，于是產(chǎn)生了一個偽前沿（PLE）。PLE的產(chǎn)生時間是從ATE開始向前數(shù)四個時鐘周期（因為一個標準的脈沖寬度為四個時鐘周期），如果PSV的脈寬更長，可認為有更多個應答脈沖的交疊，一個額外前沿（XLE）在ALE與PLE之間產(chǎn)生，在以后的處理中只用于幫助判斷結(jié)果的正確性。前沿與PSV的關系如圖5所示。

3.2 視頻采樣
    視頻采樣分為ALE采樣與PLE采樣。
    ALE采樣使用了4×4寄存器陣列，這樣就能夠存儲多于一個的采樣值。為確保寄存器陣列的建立與保持時間，ALE脈沖經(jīng)一級觸發(fā)后，由延遲器產(chǎn)生一個40μs的延遲，并限制寫脈沖到30μs。寄存器陣列的寫地址由4位計數(shù)器產(chǎn)生，每個采樣脈沖計數(shù)器加1。PLE采樣與ALE采樣電路不同之處是它只需要存儲一個PLE采樣值。本系統(tǒng)的采樣時鐘為8.276MHz。
3.3 SDR計算
    由于SDR模塊中采用了對數(shù)運算，所以在進行和幅度與差幅度比值的運算時，只需要將差信號反相后接在加法器的輸入端。除在波束中心外的和信號小于差信號外，△-∑在波束中心出現(xiàn)負峰值，所以在負峰值最大處為波束的中心。根據(jù)其他△-∑的值并參照負峰值，可轉(zhuǎn)化為偏離波束中心的角度。
3.4 框架檢測與應答解碼
    正常情況下，兩個框架脈沖的間隔為20.3±0.1μs，因此，一個框架就認為兩個前沿間有167、168或169個時鐘周期。本系統(tǒng)框架脈沖的檢測是根據(jù)比較延時的前沿與非延時情況下的重合情況，如圖6所示。延時的前沿對應于框架脈沖F1，非延時的前沿對應脈沖F2，F(xiàn)1相對于F2延時20.3μs。由于F2相對于F1有3個時鐘脈沖的變化范圍，所以F2與F1的前沿延時167、168或169個時鐘周期的任一個對齊，都認為是一個正確的框架。

    以下三種情況下框架檢測將被禁止：
    (1)F1、F2都是來自旁瓣的應答信號；
    (2)兩個相鄰的框架之間的間隔小于3個時鐘周期；
    (3)S模式的頭應答被檢測到，框架檢測間被禁止120μs，因為一個S模式應答持續(xù)120μs。
    應答信息相互交織產(chǎn)生幻影框架，如圖7所示。假如只用框架脈沖間的時間間隔為20.3μs的原則檢測，可檢測到4個框架脈沖對，框架檢測器不能區(qū)分“虛假”框架和來自飛機的真實框架脈沖對。