基于鎖相環(huán)的頻率合成電路設計

0 引言

鎖相環(huán)簡稱PLL,是實現相位自動控制的一門技術，早期是為了解決接收機的同步接收問題而開發(fā)的，后來應用在電視機的掃描電路中。由于鎖相技術的發(fā)展，該技術已逐漸應用到通信、導航、雷達、計算機到家用電器的各個領域。自從20世紀70年代起，隨著集成電路的發(fā)展，開始出現集成的鎖相環(huán)器件、通用和專用集成單片鎖相環(huán)，使鎖相環(huán)逐漸變成一個低成本、使用簡便的多功能器件。如今，PLL技術主要應用在調制解調、頻率合成、彩電色幅載波提取、雷達、FM立體聲解碼等各個領域。隨著數字技術的發(fā)展，還出現了各種數字PLL器件，它們在數字通信中的載波同步、位同步、相干解調等方面起著重要的作用。

隨著現代電子技術的飛快發(fā)展，具有高穩(wěn)定性和準確度的頻率源已經成為科研生產的重要組成部分。高性能的頻率源可通過頻率合成技術獲得。隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，鎖相式頻率合成技術占有越來越重要的地位。由一個或幾個高穩(wěn)定度、高準確度的參考頻率源通過數字鎖相頻率合成技術可獲得高品質的離散頻率源。

1 鎖相環(huán)及頻率合成器的原理

1.1 鎖相環(huán)原理

PLL是一種反饋控制電路，其特點是：利用外部輸入的參考信號控制環(huán)路內部振蕩信號的頻率和相位。因PLL可以實現輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以PLL通常用于閉環(huán)跟蹤電路。PLL在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相同時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是PLL名稱的由來。PLL通常由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）三部分組成，PLL組成的原理框圖如圖1所示。

PLL中的鑒相器又稱為相位比較器，它的作用是檢測輸入信號和輸出信號的相位差，并將檢測出的相位差信號轉換成uD（t）電壓信號輸出，該信號經低通濾波器濾波后形成壓控振蕩器的控制電壓uC（t），對振蕩器輸出信號的頻率實施控制。鑒相器通常由模擬乘法器組成，利用模擬乘法器組成的鑒相器電路如圖2所示。

鑒相器的工作原理是：設外界輸入的信號電壓和壓控振蕩器輸出的信號電壓分別為：

式中的ω0為壓控振蕩器在輸入控制電壓為零或為直流電壓時的振蕩角頻率，稱為電路的固有振蕩角頻率。則模擬乘法器的輸出電壓uD為：

用低通濾波器LF將上式中的和頻分量濾掉，剩下的差頻分量作為壓控振蕩器的輸入控制電壓uC（t）。即uC（t）為：

式中的ωi為輸入信號的瞬時振蕩角頻率，θ i（t）和θ 0（t）分別為輸入信號和輸出信號的瞬時位相，根據相量的關系可得瞬時頻率和瞬時位相的關系為：

上式等于零，說明PLL進入相位鎖定狀態(tài)，此時輸出和輸入信號的頻率和相位保持恒定不變的狀態(tài)，uc（t）為恒定值。當上式不等于零時，說明PLL的相位還未鎖定，輸入信號和輸出信號的頻率不等，uc（t）隨時間而變。因壓控振蕩器的壓控特性如圖3所示，

該特性說明壓控振蕩器的振蕩頻率ωu以ω0為中心，隨輸入信號電壓uc（t）的變化而變化。該特性的表達式為

上式說明，當uc（t）隨時間而變時，壓控振蕩器的振蕩頻率ωu也隨時間而變，Pll進入“頻率牽引”,自動跟蹤捕捉輸入信號的頻率，使PLL進入鎖定狀態(tài)，并保持ω0=ω。

1.2 頻率合成器原理

如圖4所示，PLL頻率合成器是由參考頻率源、參考分頻器、相位比較器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器、可變分頻器構成。參考分頻器對參考頻率源進行分頻，輸出信號作為相位比較器參考信號?？勺兎诸l器對壓控振蕩器的輸出信號進行分頻，分頻之后返回到相位比較器輸入端與參考信號進行比較。當環(huán)路處于鎖定時，有f1=f2,因為f1=fr/M,f2=f0/N,所以有f0=Nfr/M.只要改變可變分頻器的分頻系數N,就可以輸出不同頻率的信號。

2 集成鎖相環(huán)CD4046電路介紹

CD4046是通用的CMOS鎖相環(huán)集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為3V~8V），輸入阻抗高（約100M Ω），動態(tài)功耗小，在中心頻率f0為10kHz下，功耗僅為600μW,屬微功耗器件。在電源電壓VDD=15V時最高頻率可達1.2MHz,常用在中、低頻段。CD4046內部集成了相位比較器1、相位比較器2、壓控振蕩器以及線性放大器、源跟隨器、整形電路等。各引腳功能如下：

1腳是相位輸出端，環(huán)路人鎖時為高電平，環(huán)路失鎖時為低電平。2腳是相位比較器I的輸出端。3腳是比較信號輸入端。4腳是壓控振蕩器輸出端。5腳是禁止端，高電平時禁止，低電平時允許壓控振蕩器工作。6、7腳是外接振蕩電容端。8、16腳是電源的負端和正端。9腳是壓控振蕩器的控制端。10腳是解調輸出端，用于FM解調。11、12腳是外接振蕩電阻。13腳是相位比較器2的輸出端。14腳是信號輸入端。15腳是內部獨立的齊納穩(wěn)壓管負極。圖5是CD4046內部結構圖，圖6是外圍電路連線圖。

相位比較器1采用異或門結構，使用時要求輸入信號占空比為50%.當兩路輸入信號的高低電平相異時，輸出信號為高電平，反之，輸出信號為低電平。相位比較器1的捕捉能力和濾波器有關，選擇合適的濾波器可以得到較寬的捕捉范圍。相位比較器2由一個信號的上升沿控制，它對輸入信號的占空比要求不高，允許輸入非對稱波形，具有很寬的捕捉范圍。相位比較器2的輸出和兩路輸入信號的頻率高低有關，當14腳的輸入信號比3腳的比較信號頻率低時，輸出為邏輯“0”,反之則輸出邏輯“1”.如果兩信號的頻率相同而相位不同，當輸人信號的相位滯后于比較信號時，相位比較器2輸出的為正脈沖，當相位超前時則輸出為負脈沖。而當兩個輸入脈沖的頻率和相位均相同時，相位比較器2的輸出為高阻態(tài)。壓控振蕩器需要外接電阻R1、R2和電容C1.R1、C1是充放電元件，電阻R2起頻率補償作用。VCO的振蕩頻率不僅和R1、R以及C1的取值有關，還和電源電壓有關，電源電壓越高振蕩頻率越高。

3 頻率合成器外圍電路設計

3.1 參考頻率源

本設計中參考頻率源選用CMOS石英晶體多諧振蕩器-產生2MHz的矩形脈沖信號，電路如圖7所示。

3.2 可變分頻器

可變分頻器由集成四位二進制同步加法計數器74LS161來完成。這里采用4片74LS161通過預置數的方法來實現可變分頻。為提高工作速度，可采用圖8所示接法。利用同步方案最高可實現65536分頻。預制值=65536-N.經過可變分頻后獲得的信號是窄脈沖信號，在輸出端可利用74LS74對該信號進行二分頻，以便獲得方波信號，從而滿足相位比較器1的占空比要求。此時實際分頻系數變?yōu)?N.電路如圖8所示。

參考分頻器與可變分頻器采用同樣的電路，目的在于通過設置不同的分頻系數M,以實現不同的頻率間隔的需求。

3.3 環(huán)路濾波

本設計選取無源比例積分濾波器作為環(huán)路濾波器，其時間常數T=（R7+R8）C5電路如圖9所示。

4 電路的調試

在調試的過程中需注意R1、R以及C1的選取，選取不同的R1、R、C1并合理設置可變分頻系數N就可獲得不同頻率范圍的輸出信號，同時根據所需情況選取合適的濾波器，設置不同的參考分頻系數即可改變頻率間隔。

5 結束語

本電路由于頻率范圍和頻率間隔可根據具體需要進行調節(jié)，且輸出信號頻率具有高穩(wěn)定性和準確性，可廣泛作為離散信號源來使用，也可用于集成。此外，如用單片機對分頻器的置數端進行控制，可更加方便地實現頻率的調整。