引言
超聲波電機(USM)具有能夠直接輸出低轉(zhuǎn)速大力矩，瞬態(tài)響應快(可達ms量級)、定位精度高(可達nm量級)，無電磁干擾等諸多優(yōu)點。USM的運行需要有兩路具有一定幅值，相位上正交(或可調(diào))，頻率在20 kHz以上的高頻交流電源。驅(qū)動信號源的幅值、頻率及相位直接影響USM的性能。為便于USM的性能測試及研究，需要提供一種在幅值、頻率、相位上均可調(diào)的測試電源。以往的超聲波驅(qū)動器多采用分立器件構成如文獻，其電路結構復雜。文獻雖然改用FPGA或CPLD生成，但所生成的信號頻率變化是不連續(xù)的。文獻是用單片機和專用的DDS芯片，存在抗干擾性差，可靠性低的弊端。
本文介紹了基于DLL數(shù)字頻率直接合成技術(DDS)用ALTERA公司的FPGA器件和VHDL語言編程，按相位累加的方法產(chǎn)生兩相四路頻率相位可調(diào)的高頻PWM信號，經(jīng)過驅(qū)動電路、光耦隔離電路作為外部功率控制電路H橋的四個閘門驅(qū)動信號，H橋主回路接入的是對市電經(jīng)調(diào)壓、隔離、整流及濾波后的直流電。由閘門驅(qū)動信號對該直流電進行通斷控制，形成可調(diào)幅值、頻率、相位差的兩相高頻PWM波的交流信號，再經(jīng)外加電感平滑，將PWM波信號變成類正弦波信號，實現(xiàn)對USM的性能測試。
1 功率控制電路
如圖1所示，加于USM的A、B兩相交流信號是由FPGA產(chǎn)生的四路脈沖信號控制MOS管開關對整流濾波后直流電進行通斷控制，在圖1所示H橋逆變器的作用下，將直流電逆變?yōu)榕c逆變器開關頻率相同的矩形波交流電，經(jīng)串聯(lián)電感平滑，就得到了USM所需的兩相高頻類正弦波信號。該信號可由主回路的調(diào)壓器調(diào)節(jié)幅值，A、B兩相的相位差取決于H橋兩側(cè)閘門驅(qū)動信號的相位差，即閘門S1與S2(或S3與S4)驅(qū)動信號的相位差。同側(cè)橋臂不能同時導通，以避免大電流通過MOS開關管而損壞開關管，理論上同側(cè)的兩個控制信號應該相位互補，實現(xiàn)推挽輸出，考慮到開關器件的延時特性，該信號開啟閘門時要有一定的延時，即死區(qū)時間。鑒于以上分析及USM性能測試的需求，閘門控制信號應具有頻率、相位、死區(qū)時間均可調(diào)的占空比大于50％的PWM高頻波。
2 PWM調(diào)頻調(diào)相高頻信號的產(chǎn)生
參考文獻的DDS設計，將一個周期的矩形波幅值進行2n等分后按順序存于一個表格中，用高頻時鐘fclk依次按表中地址順序讀取其數(shù)據(jù)(幅值)。利用相位累加器可以每隔M個地址，讀一個幅值信息。矩形波頻率正比于輸入時鐘頻率和相位增量M之積，即為基頻時鐘fclk／2n的M倍。通過調(diào)節(jié)步距M(頻率控制字)可調(diào)節(jié)信號的頻率。調(diào)節(jié)首次所讀ROM表的地址，可調(diào)節(jié)矩形波的相位，稱該調(diào)節(jié)參數(shù)為相位控制字。若ROM查找表中0，1各占一半則可得到頻率、相位連續(xù)可調(diào)的方波信號；改變表中1的比例，就會得到不同脈寬的矩形波。若能從外部調(diào)節(jié)1的比例，就生成了一路頻率、相位、占空比可調(diào)的PWM信號。由于表中只有兩種數(shù)O和1，且均連續(xù)出現(xiàn)，因而可用比較器替換ROM表，將原來的地址發(fā)生計數(shù)器的計數(shù)值劃分為2部分，一部分對輸出信號清零，另一部分對其置1。2種方案相比，后者大大節(jié)約了FPGA資源。RTL級原理圖如圖2所示。
程序設計中的FWORD[16．．O]為原理描述中的頻率控制字M，連接于32位計數(shù)器F32[32．．6]，其輸出信號FOUT的頻率按如下公式計算FFOUT=fclk／222·FWORD，頻率分辨率為Fmin=25fclk／222，最大輸出頻率為Fmax=Fmin FWORDmax。當系統(tǒng)頻率fclk=50MHz時，F(xiàn)min=0．745 Hz，F(xiàn)max=97．648 kHz，即輸出頻率可在O．7～97．6 Hz之間調(diào)節(jié)。相位控制字為9位，輸出信號FOUT的相位可按如下公式計算：POUT=360°／2°×PWORD，最小分辨率為360°／2°=0．7°。DIEIN[8．．O]為占空比(死區(qū))調(diào)節(jié)控制字輸入，占空比按計算公式：(29-DIEIN)／210x1 00％，最大占空比為50％，最小接近于O，占空比的調(diào)節(jié)以使圖一H橋同側(cè)的兩個MOS管剛好不同時導通為度(故占空比不能大于50％)，占空比太小會使整個系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率降低。
以單相調(diào)頻調(diào)相PWM信號設計作為底層元件，利用VHDL的結構化描述方式(例化語句)，按相位要求將4個單相調(diào)頻調(diào)相信號DDS元件設置成不同相位來實現(xiàn)。相位字PWORD為9位，U0：PWORD=O，初始相位=0；U2：PWORD=“100000000”，初始相位為180°；U1元件的初始相位PWOR-D，U2元件的初始相位為PWORD+“00000000”，這就實現(xiàn)了UO和U1相位差為PWORD，U0和U2，U1和U2相位差各為180°，從而實現(xiàn)四路調(diào)頻調(diào)相PWM信號設計。
通過調(diào)節(jié)FWORD、PWORD及DIEIN來分別調(diào)節(jié)四路輸出信號的頻率、相位差、四路輸出信號的占空比。仿真結果如圖3所示。由仿真圖可知超前90°和滯后90°得到的四路相序正好相反，若用其驅(qū)動圖1的4個開關，得到兩相互差90°的信號，一個為A相超前于B相，另逐個為A相滯后于B向。用其驅(qū)動USM，在不改變電機連線的情況下，通過調(diào)節(jié)相位差PWORD，方便的實現(xiàn)電機的旋轉(zhuǎn)方向控制。
3 實驗測試
將上述四路控制信號下載于FPGA中，再經(jīng)過資料介紹的驅(qū)動隔離模塊后施加于圖1的功率控制電路，通過示波器測得USM的A、B兩相波形如圖4所示。將上述電路獲得的信號應用于USM45超聲波電機的驅(qū)動中，該電機所要求的驅(qū)動信號頻率為45．8 kHz，相位差為90°，峰峰值可達300 V。將其頻率控制字設定為FWORD=x0F000，相位控制字為PWORD=x180(或x080)，死區(qū)時間DIEIN=x33～xFF之間調(diào)整，成功地驅(qū)動了USM 45電機。運行10 min左右，電機轉(zhuǎn)速下降，通過將FWORD調(diào)小至xED00，即信號頻率為45．2 kHz時，電機速度又上升到開始時的值(65轉(zhuǎn)／mi n)。超聲波電機一般工作在定子導納2頻率特性的諧振和反諧振點之間。隨電機運行溫度的升高，導致諧頻率和反諧振頻率約有1．4 kHz的變化。由于USM45電機功率小，額定功率只有2 W，且是空載測試，因而溫升較小，諧振頻率的變化也較小(只有大約0．6 kHz的變化)。
4 結語
由FPGA按照相位累加振蕩器的方法產(chǎn)生的四路調(diào)頻、調(diào)相PWM信號，具有較高頻率分辨率，在保持相位連續(xù)的前提下，能實現(xiàn)快速頻率切換。該信號不但在外部的逆變電路作用下，成功地對USM45電機進行了驅(qū)動和測試，還可通過外加專用的L298N型驅(qū)動芯片方便地應用于步進電機和直流電機的驅(qū)動以及步進電機的調(diào)頻調(diào)速和直流電機的PWM調(diào)速。
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