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[導(dǎo)讀]用最新的LDMOS FET器件,采用平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的功率放大器。

摘要:用最新的LDMOS FET器件,采用平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的功率放大器。工作頻段在470MHz~860MHz,整個頻帶內(nèi)增益在12dB左右,工作在線性狀態(tài),交調(diào)抑制小于-35dB。

    關(guān)鍵詞:功率放大器 匹配 增益

數(shù)字電視地面廣播技術(shù)采用數(shù)字壓縮技術(shù),在同樣清晰度和音質(zhì)情況下,用戶可以接收的節(jié)目數(shù)量提高4~6倍。同一信道中,可同時傳輸附加數(shù)據(jù)和其他信息,且抗干擾能力強(qiáng),覆蓋區(qū)域內(nèi)近場和遠(yuǎn)場的接收效果幾乎相同,因此,數(shù)字電視受到了廣泛的關(guān)注。

歐美一些國家對數(shù)字電視技術(shù)的研究較為深入,已研制出了性能完善的數(shù)字電視信號發(fā)射機(jī)。我國數(shù)字電視技術(shù)的研究起步相對較晚,還處在實(shí)驗(yàn)階段。為降低成本,數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的國產(chǎn)化是我國廣播電視行業(yè)發(fā)展的必然趨勢。

    功率放大器是數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的重要組成部分。通常情況下,數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的信號經(jīng)COFDM方式調(diào)制后輸出中頻模擬信號,通過上變頻送入放大部分。該調(diào)制方式包括IFFT(8M)和IFFT(2M)兩種模式,分別由6817和1705個載波組成。每個載波之間的頻率間隔非常近,所以交調(diào)信號很容易落在頻帶內(nèi),引起交調(diào)失真。數(shù)字電視的發(fā)射機(jī)較傳統(tǒng)類型,在線性度、穩(wěn)定性等方面有著更高的要求。對發(fā)射機(jī)中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態(tài)下,增益穩(wěn)定。

發(fā)射系統(tǒng)的放大部分分為激勵和主放大電路。其中激勵部分為寬帶功率放大器,為確保地面數(shù)字電視傳輸?shù)恼7€(wěn)定,需要具有良好的穩(wěn)定性和可靠性,其工作頻段在470MHz~860MHz,工作狀態(tài)為AB類;要求增益大于10dB,交調(diào)抑制小于-35dB,噪聲功率密度大于130dBc/Hz。本文采用最新的LDMOS FET器件,及平衡放大電路結(jié)構(gòu)?熏設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的驅(qū)動級功率放大器,經(jīng)過優(yōu)化和調(diào)試,滿足系統(tǒng)要求。

圖2 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D

1 功率放大器設(shè)計(jì)

1.1功率放大器的放大芯片選型

本文采用摩托羅拉LDMOS FET器件MRF373作為功放的放大芯片。該芯片在線性、增益和輸出能力上相對于BJT器件有較大的提升,使發(fā)射機(jī)的可靠性和可維護(hù)性大大提高。與傳統(tǒng)的分米波雙極型功放管相比,LDMOS FET具有以下顯著優(yōu)點(diǎn):

·可以在高駐波比(VSWR=10:1)情況下工作;

·增益高(典型值13dB);

·飽和曲線平滑,有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大;

·可以承受大的過驅(qū)動功率,特別適用于DVB-T中COFDM調(diào)制的多載波信號;

·偏置電路簡單,無需復(fù)雜的帶正溫度補(bǔ)償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐贰?BR>
圖3 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D

    LDMOS制造工藝結(jié)合了BPT和砷化鎵工藝。與標(biāo)準(zhǔn)MOS工藝不同的是,在器件封裝上,LDMOS沒有采用BeO氧化鈹隔離層,而是直接硬接在襯底上,導(dǎo)熱性能得到改善,提高了器件的耐高溫性,大大延長了器件壽命。由于LDMOS管的負(fù)溫效應(yīng),其漏電流在受熱時自動均流,而不會象雙極型管的正溫度效應(yīng)在收集極電流局部形成熱點(diǎn),從而管子不易損壞。所以LDMOS管大大加強(qiáng)了負(fù)載失配和過激勵的承受能力。同樣由于LDMOS管的自動均流作用,其輸入-輸出特性曲線在1dB壓縮點(diǎn)(大信號運(yùn)用的飽和區(qū)段)下彎較緩,所以動態(tài)范圍變寬,有利于模擬和數(shù)字電視射頻信號放大。LDMOS在小信號放大時近似線性,幾乎沒有交調(diào)失真,很大程度簡化了校正電路。MOS器件的直流柵極電流幾乎為零,偏置電路簡單,無需復(fù)雜的帶正溫度補(bǔ)償?shù)挠性吹妥杩蛊秒娐贰?!---->

1.2 電路結(jié)構(gòu)選擇及比較

小信號S參數(shù)可以用于甲類放大器的設(shè)計(jì),也就是要求信號的放大基本限制在晶體管的線性區(qū)域。然而,涉及到大功率放大器時,由于放大器工作在非線性區(qū),所以小信號通常近似無效。此時必須求得晶體管的大信號S參數(shù)或阻抗,以得到合理的設(shè)計(jì)效果。

一般說來,甲類工作狀態(tài)失真系數(shù)最小,具有良好的線性度。但是在大功率應(yīng)用情況下,由于甲類工作狀態(tài)的效率低(50%)而不適用。采用甲乙類推挽放大器的電路形式,可以得到與甲類放大器相近的線性指標(biāo)。

推挽電路形式由兩個獨(dú)立且無任何內(nèi)部連接的單管放大器構(gòu)成,通過兩個巴倫進(jìn)行功率的矢量分配與合成。由于巴倫本身具有變阻的特點(diǎn),因此大大降低了變阻比帶來的阻抗匹配的困難,且巴倫對于偶次諧波具有很好的抑制作用。但是由于巴倫兩邊間隔過小,兩路相互影響較大,所以應(yīng)用巴倫結(jié)構(gòu)的放大器穩(wěn)定性較差,且該電路的輸入和輸出駐波比較差。

本文采用平衡放大器的形式,結(jié)構(gòu)如圖1所示。其工作原理與巴倫結(jié)構(gòu)的電路相似,但是由于3dB電橋的應(yīng)用,使得兩路射頻信號之間隔離較好,有利于兩個端口的匹配。相對于單管放大器結(jié)構(gòu),其優(yōu)點(diǎn)如表1。

表1 平衡放大器與單管放大器特性比較

特   性 平衡放大器 單管放大器
輸入輸出反射 較差
噪聲特性 較好 較差
長期穩(wěn)定性 較差

元件離散性對放大電路影響

較小 較大
   

1.3 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

由于MRF373沒有提供內(nèi)匹配,所以要在放大電路中構(gòu)建匹配網(wǎng)絡(luò)。數(shù)字電視反射系統(tǒng)中的放大電路工作在470MHz~860MHz,需要在寬頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。寬帶放大器匹配電路設(shè)計(jì)的基本思想是:在放大器的輸入輸出及級間都采用電抗匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行多級阻抗變換。該網(wǎng)絡(luò)只起匹配作用,不額外損耗功率,可以保證最大的傳輸系數(shù),對器件特性起均衡作用,并可以滿足系統(tǒng)所需要的帶寬要求。

使用器件的IV曲線或者通過輸出功率、工作電壓等參數(shù)可以確定負(fù)載RL。為使輸出功率最大,用RL表示器件的內(nèi)部漏極負(fù)載,以此作為輸出匹配電路的目標(biāo)。如果一個網(wǎng)絡(luò)對一個復(fù)阻抗有最佳匹配,則網(wǎng)絡(luò)的輸出阻抗等于負(fù)載阻抗的復(fù)數(shù)共軛值?,F(xiàn)在的負(fù)載阻抗是純實(shí)數(shù)RL,所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負(fù)載的阻抗是RL的復(fù)數(shù)共軛值,即:

RL=(VDD-VDS(sat))2/2P

其中VDD是工作電壓,VDS(sat)是拐點(diǎn)電壓,P是輸出功率。

根據(jù)上式可以算出,MRF373的RL大約為6Ω。

本文中的放大電路采用分離元件和分布參數(shù)元件混合使用的方法。由于電感比電容有更高的熱損耗,所以在此類電路中通常避免使用電感,而使用高阻抗的傳輸線代替?;旌项愋偷钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)通常包括幾段串連的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容。該放大器的輸入匹配部分采用了四節(jié)連阻抗變換,輸出匹配采用五節(jié)連阻抗變換的混合電路形式。輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)鋱D如圖2、圖3所示。

2 電路優(yōu)化與仿真結(jié)果

由于數(shù)字電視發(fā)射系統(tǒng)要求放大電路必須工作在線性放大狀態(tài),可以用小信號S參數(shù)法分析。借助器件廠商提供的小信號S參數(shù)文件,可以用ADS對整個電路進(jìn)行小信號S參數(shù)仿真,得到小信號增益、端口匹配、隔離及穩(wěn)定因子K。表2為MRF373在(Vce=26V、Ic=500mA)下的S參數(shù)。

表2 MRF373在(Vce=26V Ic=500mA)下的S參數(shù)

f/GHz

S11

S21

S12

S22

0.5

0.824<-160°

5.02<59°

0.029<-21°

0.627<-143°

0.7

0.851<-168°

3.27<44°

0.023<-30°

0.706<-151°

0.9

0.875<-173°

2.29<32°

0.017<-35°

0.768<-159°

1.0

0.885<-176°

1.95<27°

0.015<-34°

0.793<-162°

用ADS進(jìn)行電路仿真并不能達(dá)到設(shè)計(jì)要求,需在此基礎(chǔ)上進(jìn)行電路優(yōu)化。當(dāng)只有小信號S參數(shù)作為模型來設(shè)計(jì)功率放大器時,電路優(yōu)化的步驟一般為:首先盡可能以RL(相對最大輸出功率的負(fù)載電阻)匹配為目標(biāo),優(yōu)化和確定輸出匹配電路元件值;然后再優(yōu)化輸入匹配電路的元件值,改善增益和輸入匹配電路。需要注意的是:在優(yōu)化前,必須得到盡可能完整的輸出電路模型,然后在工作頻率下對其優(yōu)化,達(dá)到與RL的最佳匹配。圖4為放大電路的仿真結(jié)果,圖5為電路最終優(yōu)化結(jié)果。

3 測試結(jié)果

經(jīng)過大量實(shí)驗(yàn)和反復(fù)調(diào)試,實(shí)測結(jié)果如圖6所示。該驅(qū)動級放大器工作于線性狀態(tài)。由圖6增益曲線圖可知,整個頻帶內(nèi)增益平坦,為12dB左右,與仿真結(jié)果大致一樣。回波損耗小于15dB,帶內(nèi)駐波比小于1.3。輸入功率2瓦時,用功率計(jì)測得輸出功率25W,信號幅度穩(wěn)定,其交調(diào)抑制小于-35dB。各項(xiàng)指標(biāo)滿足系統(tǒng)要求,與國外同類數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中放大器的指標(biāo)接近,成本大大降低,為今后數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的國產(chǎn)化研制奠定了基礎(chǔ)。

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