設(shè)計直接轉(zhuǎn)換I/Q解調(diào)器接收器時對IP2和IP3的考慮

與傳統(tǒng)超外差式接收器架構(gòu)相比，直接轉(zhuǎn)換接收器架構(gòu)有許多優(yōu)點。因為直接轉(zhuǎn)換接收器不容易受鏡頻信號干擾，所以它降低了對RF前端帶通濾波的要求。RF帶通濾波器僅需要衰減較強的帶外信號，以防止它們使前端過載。另外，直接轉(zhuǎn)換接收器無須IF放大器和帶通濾波器。RF輸入信號直接轉(zhuǎn)換成基帶信號，在這種情況下，放大和濾波都容易了許多。這種接收器的總體復(fù)雜性降低了，器件數(shù)目也減少了。

接收器的2階非線性特性還可能引起有害的基帶信號。任何頻率分量進入接收器都會在基帶電路中引起直流偏移。直流偏移一旦產(chǎn)生，想用簡單直接的方法消除就非常難。這是因為后降頻轉(zhuǎn)換電路的頻率響應(yīng)必須延至直流。

與超外差式接收器不同，不論輸入信號頻率是多少，直接轉(zhuǎn)換接收器都容易受到2階非線性特性的影響。因此，最大限度減小2階線性度的影響對設(shè)計直接轉(zhuǎn)換接收器是至關(guān)重要的。

在本文的稍后部分，我們會考慮3階失真對直接轉(zhuǎn)換接收器的影響。就3階失真而言，必須有適當頻率相隔的兩個信號進入接收器，才能會在基帶頻率中出現(xiàn)不想要的分量。

2階失真（IP2）

直接轉(zhuǎn)換接收器系統(tǒng)的2階截取點（IP2）是一個關(guān)鍵性能參數(shù)。它是2階非線性的量度，可量化接收器受單音或雙音干擾信號影響的程度。我們來看一下這種非線性怎樣影響靈敏度。

可以用泰勒級數(shù)y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，作為任何非線性組件轉(zhuǎn)移函數(shù)的數(shù)學(xué)模型。其中，x(t)是輸入信號。這里只考慮2階失真項。進入非線性組件的所有信號都會產(chǎn)生一個以零頻率為中心的信號，甚至目標信號也會在基帶中引起失真分量。為了說明這一點，我們用x(t)=A(t)cosωt代表輸入信號，它可以是單音或調(diào)制信號。如果是單音，那么A(t)只是一個常數(shù)，如果是調(diào)制信號，那么A(t)代表該信號的包絡(luò)。

根據(jù)定義，目標信號的功率是1/Zo×E{(A(t)cosωt)2}。其中，E{β}是預(yù)期的β值。既然A(t)和cosωt在統(tǒng)計上是獨立的，那么我們可以將E{(A(t)cosωt)2}展開為E{A2(t)}×E{cos2ωt}。目標信號的功率簡化為：

Ps=1/(2Zo)× E{A2(t)}     （1）

就單音情況而言，可以用A代替A(t)。信號功率如所預(yù)期的那樣，等于A2/(2Zo)。

在一般的情況下，目標信號是以數(shù)字方式由偽隨機數(shù)據(jù)源調(diào)制的。我們可以將其表示為具有高斯(Gaussian)概率分布的帶限白噪聲。信號包絡(luò)A(t)現(xiàn)在是一個高斯隨機變量。包絡(luò)平方的預(yù)期值可用目標信號的功率來表示。

E{A2(t)}=2ZoPs           （2）

現(xiàn)在將x(t)代入泰勒級數(shù)展開式以求出y(t)，即非線性組件的輸出。

y(t)=A(t)cosωt+1/2a2A2(t)+1/2a2A2(t)cos2ωt+…          （3）

2階失真項1/2a2A2(t)以直流信號為中心，而其他2階項則出現(xiàn)在目標信號的2次諧波附近。因為基帶電路會抑制高頻分量，所以這里只有靠近直流的項才需要重視。就信號為單音的情況而言，2階項的結(jié)果是一個直流偏移，為a2PsZ。如果想要的信號是調(diào)制信號，那么2階項的結(jié)果是一個基帶調(diào)制信號。這個表達式可以展開為：

Pbb=a22/(4Zo)E{A4(t)}       （4）

為了以目標信號的功率來表達這個結(jié)果，我們必須找到E{A4(t)}與E{A2(t)}之間的關(guān)系。對于一個高斯隨機變量，以下關(guān)系成立。

E{A4(t)}=3[E{A2(t)}]2      （5）

因此，失真功率可以表達為3a22/(4Zo)[E{A2(t)}]2?，F(xiàn)在以目標信號的功率來表達預(yù)期值。

Pbb=3a22ZoPs2             （6）

正是給定單音到直流以及調(diào)制信號到基帶信號的轉(zhuǎn)換，使得2階性能成為影響直接轉(zhuǎn)換接收器性能的關(guān)鍵。與其他非線性機制不同，信號頻率不決定失真分量落在哪里，任意兩個信號進入非線性組件都會引起拍音/拍頻項。令   x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut。其中，第一項是目標信號，第二項是雜散信號。

y(t)=A(t)cosωt+…+a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t+…             （7）

我們感興趣的2階失真項是a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t。這一項表示以兩個輸入信號的差頻為中心的失真分量。就兩個無關(guān)單音信號進入組件的情況而言，結(jié)果中將含有一個在差頻處的單音。

圖1  典型的WCDMA基站接收器方框圖

圖2  2階失真的影響

我們可以將這些原則應(yīng)用到一個直接轉(zhuǎn)換接收器實例中。圖1是一個典型的WCDMA基站接收器方框圖。

這個接收器的RF部分包括一個雙工器、一個帶通濾波器和至少一個低噪聲放大器（LNA）。頻率選擇組件用來衰減帶外信號和噪聲，低噪聲放大器決定了接收器的噪聲指數(shù)，I/Q解調(diào)器將接收信號轉(zhuǎn)換為基帶信號。低通濾波器和基帶放大器在信號傳遞到A/D轉(zhuǎn)換器之前限制其帶寬并提高信號電平。雙工器和RF帶通濾波器只用作帶通濾波器，它們不具有任何載波選擇性。

低噪聲放大器的2階線性度就沒有解調(diào)器的2階線性那么重要。這是因為由單個信號引起的任何低噪聲放大器失真都以直流信號為中心，都會被解調(diào)器抑制掉。如果接收頻帶內(nèi)有兩個無關(guān)信號（如1960MHz），那么低噪聲放大器將在差頻處產(chǎn)生一個2階分量。這個信號將被解調(diào)，并作為基帶干擾出現(xiàn)在A/D轉(zhuǎn)換器處。不過，我們不需要處理這種情況，因為來自前端雙工器的帶外信號不夠強，不足以產(chǎn)生有重要影響的失真分量。

首先考慮未調(diào)制單音進入接收器的情況（見圖 2）。

這個單音將在解調(diào)器輸出端引起一個直流偏移。如果解調(diào)器之后的基帶級聯(lián)是 直流耦合的，那么這個偏移將加到A/D轉(zhuǎn)換器上，并縮小其動態(tài)范圍。WCDMA規(guī)范（3GPP TS 25104.740）引起一個-15dBm的帶外單音，位于距接收頻帶任一邊緣20MHz或更高頻率處。

單一WCDMA載波還可能成為干擾信號。在有的情況下，這種載波至少偏離想要的載波10MHz，但仍然在接收頻帶內(nèi)。功率值是-40dBm，對一個BER為0.1%的12.2kb/s信號而言，接收器必須滿足-115dBm的靈敏度要求。

出現(xiàn)在LT5575輸出端的基帶分量是一種類似噪聲的信號，由干擾性WCDMA載波產(chǎn)生。如果這個信號足夠大，那么可能增大接收器和A/D轉(zhuǎn)換器的熱噪聲，從而降低靈敏度。

在這種情況下，基帶2階分量比接收器輸入端的熱噪聲低17.5dB。所引起的靈敏度降低<0.1dB，因此接收器非常容易滿足-115dBm的性能規(guī)格。圖3說明了這一點。

圖3 WCDMA載波引起的2階失真

單WCDMA載波還可能出現(xiàn)在帶外。這些載波可能與接收頻帶直接相鄰，其值高達-40dBm。如前面分析所示，這類載波的2階分量對靈敏度的影響可以再次忽略。

對靈敏度的另一個威脅來自FDD系統(tǒng)中的發(fā)送器泄漏，如圖4所示。

圖4 發(fā)送器泄漏的影響

在FDD系統(tǒng)中，發(fā)送器和接收器同時工作。就WCDMA Band I情況而言，發(fā)送頻帶比接收頻帶高130MHz。通常采用單個天線，發(fā)送器和接收器由雙工器連接。

就廣域基站情況而言，發(fā)送功率可能高達+46dBm。那么在雙工器的發(fā)送端口，功率將至少為+47dBm。這種高功率調(diào)制信號將泄漏到接收器輸入中，其中的一部分將驅(qū)動I/Q解調(diào)器。

3階失真（IP3）

當兩個頻率有一定間隔的通道或信號進入非線性組件時，3階截取點（IP3）會對基帶信號有影響。

回到轉(zhuǎn)移函數(shù)y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，現(xiàn)在考慮3階失真項。系數(shù)a3等于2/(3ZoIP3)。其中，IP3是單音截取點(單位為W)。注意，雙音IP3比單音IP3低4.78dB。

如果兩個信號的頻率間隔等于到零頻率的距離，那么這兩個信號進入非線性組件后，將產(chǎn)生一個以零頻率為中心的信號。設(shè)x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut，第一項是目標信號，第二項是無關(guān)信號。如果是單音，那么B(t)只是一個常數(shù)。如果是調(diào)制信號，那么B(t)代表信號包絡(luò)。輸出信號等于y(t)：

y(t)=A(t)cosωt+…+a3(A(t)cosωt+B(t)cosωut)3+…更高階項

=A(t)cosωt+…+3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t+…            （8）

這里我們感興趣的3階失真項是3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t。為了讓這項失真出現(xiàn)在基帶，設(shè)ω=2ωu。失真項的功率是1/Zo×E{(3/4a3A(t)B2(t))2}，這個表達式可以展開為：

Pbb=9a32/(16Zo)×E{A2(t)}×      E{B4(t)}                      （9）

考慮一個想要的調(diào)制信號和一個單音干擾信號的情況，B(t)可以用B代替（見圖5）。

 圖5 3階失真的影響

在直接轉(zhuǎn)換接收器例子中，WCDMA規(guī)范的7.6.1節(jié)對兩個干擾信號做了如下要求，如圖6所示。

圖6 WCDMA載波+單音干擾信號引起的3階失真

其中之一是-48dBm的CW單音，另一個是-48dBm的WCDMA載波。這些干擾引起頻率偏移，結(jié)果所產(chǎn)生的3階分量以直流信號為中心。在這種情況下，等效干擾比接收器輸入端的熱噪聲低54.6dB。所引起的靈敏度降低<0.1dB，因此接收器非常容易滿足-121dBm的性能規(guī)格。

結(jié)語

這些計算突出顯示了2階和3階線性度對成功設(shè)計直接轉(zhuǎn)換接收器的重要性。就WCDMA應(yīng)用而言，有兩個理由證明2階性能至關(guān)重要。首先，有高達  -15dBm的CW單音干擾信號進入接收器。為了最大限度減小動態(tài)直流偏移，I/Q解調(diào)器在接收器輸入端必須呈現(xiàn)約+40dBm的2階截取點。另外，還有高達-40dBm的調(diào)制干擾信號，如果2階截取點不夠高，那么有可能降低接收器的有效噪聲層，與接收器同時工作的發(fā)送器泄漏可能有同樣的影響。

3階線性度重要性低一些，因為干擾信號頻率必須處于合適位置，才能對靈敏度造成威脅。存在一對-48dBm干擾信號時，WCDMA規(guī)范未規(guī)定最小的靈敏度降低值。在這種情況下，如果接收器的3階截取點低于0dBm，那么這些信號將導(dǎo)致相當可觀的靈敏度損失。