超短波頻段脈沖產(chǎn)生器的設(shè)計(jì)及硬件實(shí)現(xiàn)
摘要:從頻域角度考慮了產(chǎn)生脈沖的方法,通過(guò)濾波器對(duì)單位沖激響應(yīng)進(jìn)行頻譜整形,達(dá)到將脈沖控制在固定頻譜范圍內(nèi)的目的。通過(guò)ADS和Protel對(duì)電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)和硬件實(shí)現(xiàn)。測(cè)試結(jié)果表明,該脈沖產(chǎn)生器輸出結(jié)果達(dá)到了預(yù)期要求,實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果吻合得很好。最終輸出脈沖峰峰值為1.17 V,拖尾抑制為-12 dB,具有良好的對(duì)稱(chēng)性,頻譜基本控制在30~40 MHz之間。
關(guān)鍵詞:濾波器;脈沖產(chǎn)生器;超寬帶;超短波
0 引 言
運(yùn)用超寬帶的概念,在超短波頻段上實(shí)現(xiàn)超寬帶通信,能夠滿足在復(fù)雜電磁環(huán)境下抗干擾性能的要求。為了使超寬帶技術(shù)和現(xiàn)有的超短波通信設(shè)備相結(jié)合,設(shè)計(jì)一個(gè)合理的超寬帶射頻前端至關(guān)重要。
脈沖形式的超寬帶定義是信號(hào)能量帶寬與中心頻率的比值大于0.20~0.25,在此基礎(chǔ)上,本文設(shè)計(jì)出一個(gè)能量帶寬在30~40 MHz之間,中心頻率為35 MHz的超寬帶信號(hào),因?yàn)橄鄬?duì)帶寬=(fH-fL)/[(fH+fL)/2]=0.28>0.25,所以這樣的信號(hào)滿足超寬帶的定義。而現(xiàn)階段實(shí)現(xiàn)超寬帶脈沖的硬件形式主要是利用特殊半導(dǎo)體器件的物理特性,或微帶線的反射組合來(lái)形成符合要求的UWB信號(hào),這種UWB信號(hào)的頻譜特性可控度很差,一般是由半導(dǎo)體自身屬性來(lái)決定的。所以為了精確控制脈沖的頻譜特性,脈沖產(chǎn)生器的實(shí)現(xiàn)方案必須從信號(hào)的頻域入手。
在此基礎(chǔ)上,本文考慮了基于濾波成型網(wǎng)絡(luò)的脈沖產(chǎn)生器。這種脈沖產(chǎn)生器的原理是:基帶方波信號(hào)通過(guò)一個(gè)微分電路,提取出基帶脈沖的上升沿和下降沿,得到單位沖激脈沖,再經(jīng)過(guò)零偏置放大電路,濾除下降沿,并放大上升沿,放大后的單位沖激脈沖通過(guò)濾波成型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行脈沖整形形成頻域有限的寬帶信號(hào),最后放大發(fā)射。只要合理設(shè)計(jì)電路中的濾波成型網(wǎng)絡(luò),就可以達(dá)到不同的設(shè)計(jì)要求。
l 原理圖設(shè)計(jì)
根據(jù)上述思想,該脈沖產(chǎn)生器的原理框圖如圖1所示。
激勵(lì)信號(hào)源為T(mén)TL電平的方波信號(hào),高電平3.3 V,低電平0 V。但其上升沿時(shí)間和下降沿時(shí)問(wèn)不能太長(zhǎng),應(yīng)該在1 ns左右。設(shè)計(jì)要求脈沖的帶寬為10 MHz,為了防止碼間串?dāng)_,信號(hào)源的重復(fù)頻率控制在1.25 MHz。微分網(wǎng)絡(luò)由電容和電阻構(gòu)成,實(shí)際上是一個(gè)時(shí)間常數(shù)很短的高通電路,它的作用是取出方波信號(hào)的上升沿和下降沿,以降低信號(hào)的占空比。零偏置放大電路放大正向微分信號(hào)的同時(shí)濾除下降沿形成的反向微分信號(hào)。濾波成型網(wǎng)絡(luò)對(duì)微分放大后的信號(hào)進(jìn)行整形以產(chǎn)生所要求的波形形狀及頻譜,最后脈沖經(jīng)過(guò)寬帶放大電路輸出到射頻端口。激勵(lì)信號(hào)源,微分網(wǎng)絡(luò),零偏置放大電路可以看成近似于理想的沖激脈沖發(fā)生器。
2 具體電路實(shí)現(xiàn)
利用Agilent的ADS2006A對(duì)電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì),理想沖激脈沖發(fā)生器由激勵(lì)信號(hào)源,微分網(wǎng)絡(luò),零偏置放大電路組成,如圖2所示。
激勵(lì)信號(hào)源為T(mén)TL電平的方波信號(hào)Vin,上升沿和下降沿均為1 ns,激勵(lì)信號(hào)寬度為400 ns。微分網(wǎng)絡(luò)由RC時(shí)間常數(shù)比輸入脈沖持續(xù)時(shí)間少很多的高通電路組成。這種電路用來(lái)將加于輸入端的方波電壓變?yōu)檎?fù)的尖峰電壓輸出。因?yàn)檩敵鲭妷罕硎玖溯斎腚妷旱淖兓?,所以這個(gè)變化過(guò)程叫作微分。微分電路設(shè)計(jì)的兩個(gè)重點(diǎn):τ<<t外加/10,以獲得良好的沖激響應(yīng);對(duì)電阻R進(jìn)行合理的取值以獲得足夠大的電壓幅度。在此設(shè)計(jì)中,C1=3 pF,R=120 Ω,時(shí)間常數(shù)τ=RC=3×10-12×120=3.6 ns。
零偏置放大網(wǎng)絡(luò)采用單級(jí)晶體管共射放大電路,BJT采用的是infineon公司的BFP450,因?yàn)橐狗糯箅娐窞V去負(fù)脈沖,所以必須使晶體管工作在截止區(qū)和放大區(qū)的臨界點(diǎn)。設(shè)計(jì)單級(jí)晶體管放大電路的步驟是先靜態(tài),后動(dòng)態(tài)。通過(guò)ADS對(duì)BFP450進(jìn)行直流工作點(diǎn)測(cè)試,找到合適的靜態(tài)工作點(diǎn)。在零偏置放大電路中,R2和微分電路中的R1共同構(gòu)成了分壓式直流通路。
根據(jù)BFP450的datasheet得知最大基極電流IBB=10 mA,最大集電結(jié)電壓為VCE=15 V,所以掃描范圍為:IBB=20~100μA,步進(jìn)為10μA。VCE=0~10 V,步進(jìn)為O.1 V。將BFP450的Spice模型導(dǎo)入ADS中,得到靜態(tài)工作點(diǎn)掃描結(jié)果,如圖3所示。
從掃描結(jié)果中可以看出,對(duì)于IBB<20μA,都可以認(rèn)為晶體管進(jìn)入了截止區(qū)。同時(shí)在設(shè)置靜態(tài)工作點(diǎn)時(shí),盡量使電路有一個(gè)較大范圍的線性放大區(qū),這樣更有利于脈沖的放大。所以選取的試驗(yàn)條件為:VCE=4~5V,步進(jìn)0.1V。VCE=500~600mV,步進(jìn)20mV。在此范圍內(nèi),根據(jù)公式:
推導(dǎo)出R2=1 kΩ,R4=1 kΩ。再將阻值帶回偏置電路中,得到靜態(tài)工作點(diǎn)為IBB=14.96 μA,Ic=23.77μA,VBE=534.1 mV,VCE=4.976 V。理想沖激脈沖成型網(wǎng)絡(luò)的各級(jí)輸出如圖4所示。
從輸出結(jié)果來(lái)看,基本達(dá)到了預(yù)期結(jié)果,提取出了正向微分信號(hào),并倒相放大到5 V,拖尾振蕩很小。
設(shè)計(jì)方案中最為重要的就是脈沖成型網(wǎng)絡(luò),它決定了輸出脈沖的頻帶范圍,時(shí)域形狀好壞等。所以利用ADS2006A中的SmartComponentchart進(jìn)行輔助設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)指標(biāo)為:濾波器類(lèi)型為5階切比雪夫?yàn)V波器,通帶平坦度為0.5 dB,范圍:30~40 MHz。阻帶衰減為50 dB,范圍為10 MHz,50 MHz。輸入、輸出阻抗均為50Ω。如圖5所示。
設(shè)計(jì)的最后一個(gè)環(huán)節(jié)是寬帶放大器。此方案中采用的是共射負(fù)反饋靜態(tài)工作點(diǎn)穩(wěn)定電路。在零偏置放大電路的基礎(chǔ)上加入發(fā)射極電阻Re和耦合電容Ce,通過(guò)Re的負(fù)反饋?zhàn)饔梅€(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn),判定標(biāo)準(zhǔn)是:(1+β)Re>>Rb。BJT還是采用BFP450,根據(jù)零偏置放大電路的設(shè)計(jì)方法,加入Re的影響,確定靜態(tài)工作點(diǎn)為VCE=2 V,VBE=732.2 mV。
因?yàn)閱尉w管選定過(guò)后,rbb’和Cμ就隨之確定,因而增益帶寬乘積也就大體確定,所以必須在設(shè)計(jì)的時(shí)候?qū)ふ业皆鲆婧蛶捴g的平衡點(diǎn),其次寬帶放大器的放大頻譜范圍必須確定在30~40 MHz之間,不能引入新的頻率分量。
在設(shè)計(jì)零偏置放大電路時(shí),已經(jīng)確定了BFP450的靜態(tài)工作點(diǎn),在這級(jí)寬帶放大電路中引入負(fù)反饋來(lái)穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)。因?yàn)槭菐ㄐ盘?hào),所以采用阻容耦合方式連接電路。具體電路如圖6所示。
單管放大電路的頻率響應(yīng)為:
(1)下限截止頻率:
與BJT的自身參數(shù)無(wú)關(guān),只與輸出回路的時(shí)間常數(shù)有關(guān)。
(2)上限截止頻率:
由輸入回路和BJT自身參數(shù)決定。其中:,相當(dāng)于是輸入回路的時(shí)間常數(shù)。
從BFP的datasheet里已知BJT的截止頻率fβ,可以推出,A。因?yàn)闉V波成型網(wǎng)絡(luò)的輸出范圍為30~40MHz,所以寬帶放大器的放大范圍也控制在這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)。根據(jù)單管放大器的頻率響應(yīng),可以推算出電阻,電容的數(shù)值,根據(jù)適當(dāng)?shù)娜∩?,將其轉(zhuǎn)換為標(biāo)稱(chēng)值。寬帶放大器在30~40 MHz范圍內(nèi)增益為:21.36~22.56 dB。
最終電路如圖7所示。
圖8是利用ADS仿真基于濾波原理的脈沖產(chǎn)生器最終輸出波形時(shí)頻域圖。從圖中可知,最終輸出脈沖峰峰值為-700~661.6 mV,拖尾抑制為-12 dB,注意主脈沖后的小幅度振蕩不是由于電路結(jié)構(gòu)造成的,而是因?yàn)轭l域受限的信號(hào)必定是時(shí)域無(wú)限振蕩。除此之外,主脈沖具有良好的對(duì)稱(chēng)性,其頻譜基本控制在30~40 MHz間。脈沖的重復(fù)頻率根據(jù)所設(shè)計(jì)的脈寬來(lái)確定,理論上最大脈沖重復(fù)頻率。仿真波形比較理想,達(dá)到了預(yù)期的要求。
3 脈沖產(chǎn)生器的制作及測(cè)試
脈沖產(chǎn)生器電路制作在FR4環(huán)氧玻纖板上,它的介電常數(shù)為9.6,厚度為1.2 mm,輸入、輸出阻抗為50Ω,整個(gè)電路結(jié)構(gòu)緊湊,體積小。
輸入的LO信號(hào)為1.25 MHz,TTL電平的方波,使用Agilent 54855A,6 GHz,20 Gsa/s示波器測(cè)量輸出脈沖波形。其脈沖產(chǎn)生器實(shí)物及測(cè)試結(jié)果如圖9所示。
輸出脈沖峰峰值為1.17V,脈沖寬度為100ns,脈沖重復(fù)最高可達(dá),脈沖中心頻率為35 MHz,-10 dB帶寬為10 MHz,通帶平坦度為1 dB,阻帶衰減30 dB。通過(guò)和仿真結(jié)果比較可以看出,測(cè)試的脈沖幅度比仿真的脈沖要小,同時(shí)在脈沖的前端有高頻信號(hào)干擾,通過(guò)分析得知,高頻干擾是理想沖激脈沖發(fā)生器所產(chǎn)生的單位沖激脈沖通過(guò)濾波成型網(wǎng)絡(luò)串?dāng)_到模擬地所致,可以在下一步設(shè)計(jì)中優(yōu)化模擬地的環(huán)路結(jié)構(gòu)從而改善脈沖波形??傮w來(lái)說(shuō),產(chǎn)生的脈沖對(duì)稱(chēng)性良好,各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到了預(yù)期要求。
4 結(jié) 語(yǔ)
本文通過(guò)從頻域角度考慮產(chǎn)生脈沖的方法,成功地設(shè)計(jì)了能夠集成在超短波通信設(shè)備上的脈沖產(chǎn)生器,從而實(shí)現(xiàn)超寬帶通信。此脈沖產(chǎn)生器具有結(jié)構(gòu)緊湊、體積小、成本低、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn),測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果一致。突出優(yōu)點(diǎn)是能夠通過(guò)改變?yōu)V波器的參數(shù)產(chǎn)生任意頻段的脈沖,而且脈沖的最高重復(fù)頻率突破了傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)型脈沖產(chǎn)生器受限于開(kāi)關(guān)器件特性的瓶頸,而僅與所產(chǎn)生的脈沖寬度有關(guān),若與后級(jí)功放或變壓器相連,能夠?qū)崿F(xiàn)高速遠(yuǎn)距離超寬帶通信。