MCM高速電路布局布線設計的信號完整性分析

　　摘要：隨著封裝密度的增加和工作頻率的提高，MCM電路設計中的信號完整性問題已不容忽視。本文以檢測器電路為例，首先利用APD軟件實現(xiàn)電路的布局布線設計，然后結合信號完整性分析，對電路布局布線結構進行反復調整，最后的Spectra Quest軟件仿真結果表明，改進后的電路布局布線滿足信號完整性要求，同時保持較高的仿真精度。

　　隨著集成電路工藝技術的發(fā)展，多芯片組件工作速度越來越高，高速信號的處理已成為MCM電路設計能否成功的關鍵。當時鐘信號的上升沿或下降沿很小時，就會導致傳輸線效應，即出現(xiàn)信號完整性問題。

　　本設計按照圖1所示的MCM布局布線設計流程，以檢測器電路為例，詳細闡述了利用信號完整性分析工具進行MCM布局布線設計的方法。首先對封裝零件庫加以擴充，以滿足具體電路布局布線設計的需要；然后利用APD(Advanced Package Designer)軟件直接調用零件封裝符號，完成電路初步的布局布線設計；最后結合反射、延時和電磁兼容等信號完整性仿真分析結果進行反復調整，改進后的電路布局布線減小了信號的反射，輸入信號的相對延時不超過0.2ns，電磁干擾現(xiàn)象也得到了抑制，滿足信號完整性要求。

　　MCM布局布線的軟件實現(xiàn)

　　如上所述，MCM布局布線的實現(xiàn)包括電路原理圖生成、擴充零件庫及最終的布局布線完成和加工數(shù)據(jù)文件輸出。APD Layout包括Padstack(*.pad)、Package Symbol(*.psm)、Mechanical Symbol(*.bsm)、Format Symbol (*.osm)和Shape Symbol(*.ssm)五種，MCM布局布線設計中，所有的布局都必須有正確的Library Packing。MCM設計軟件自帶封裝庫往往不能滿足具體設計要求，只有擴充零件庫后，才能直接調用零件進行布局布線設計及最終的工藝文件輸出。首先利用Padstack Editor軟件擴充零件庫，然后對電路進行封裝，并通過Concept HDL給APD軟件導出電連接網(wǎng)表文件，最后完成電路布局布線。以檢測器電路為例，其原理圖主要部分如圖2所示，圖3為CCT(Spectra)布線后的形式。整個設計中，定義了16個Padstack和81個封裝符號，進行251次調用Padstack和89次調用功能單元，其中共用到了251個元件封裝符號引腳和229個功能單元引腳。

　　需要注意的是，具體設計時，若利用Orcad進行電路前期設計，則必須將Orcad生成的文件轉換為APD軟件的mcm文件。但由于轉換后的mcm文件存在類似brd的問題，因此，采用Concept HDL軟件來導出網(wǎng)表文件，然后提取網(wǎng)線拓撲結構進行仿真。為減少仿真時間，采用分模塊仿真方法。

　　仿真分析

　　IBIS模型

　　Spectra Quest和其他電路分析軟件一樣，要得到精確的仿真結果，必須首先給電路元件提供精確的電氣模型。Spectra Quest軟件使用的是IBIS模型。IBIS(輸入/輸出緩沖信息規(guī)范)模型采用I/V和V/T表的形式來描述I/O單元和引腳的特性，是一種基于V /I曲線的對I/O BUFFER快速準確建模的方法。它提供一種標準的文件格式來記錄如驅動器或接收器輸出阻抗、上升/下降時間及輸入負載等參數(shù)，這些參數(shù)由Spectra Quest來讀取。IBIS模型具有信號完整性分析所需要的信息，非常適合做振蕩和串擾等高頻效應的計算與仿真。

　　Spectra Quest內部的Sigxplorer接受IBIS模型，然后將其轉換為獨特的設計模型化語言DML，以完成復雜I/O結構的建模。而且，Sigxplorer中的Constraint Manager能夠對仿真中使用的參數(shù)進行管理，并將其嵌入到后續(xù)布局布線約束條件中。

　　反射分析

　　反射即傳輸線上的回波，是由于阻抗的不連續(xù)而引起的。源端與負載端阻抗不匹配會引起線上的反射，負載將一部分電壓反射回源端。如果負載阻抗小于源阻抗，反射電壓為負；反之，反射電壓為正。理想的情況是輸出阻抗、傳輸線阻抗及負載阻抗均相等，此時，傳輸線的阻抗是連續(xù)的，不會發(fā)生任何反射。反射電壓信號的幅值由源端反射系數(shù)rS和負載反射系數(shù)rL決定，分別如下式所示：

　　式中，RS為源阻抗，Z0為傳輸線阻抗，RL為負載阻抗。若RL=Z0，則負載反射系數(shù)rL=0；若RS=Z0，則源端反射系數(shù)rS=0。

　　解決傳輸線反射的關鍵是阻抗控制，阻抗匹配可以抑制傳輸線反射，主要有：并聯(lián)端接、Thevenin等效并聯(lián)端接、AC端接和串聯(lián)端接法四種匹配端接方法。這里采用Thevenin等效并聯(lián)端接法，對檢測器電路輸入部分阻抗進行控制，然后提取電路拓撲結構，分別仿真匹配端接前、后電路的傳輸特性。
 　　用頻率為50MHz，占空比為0.5的Pulse信號作觸發(fā)，圖4和圖5分別為利用Signoise工具仿真得到的匹配端接前、后的仿真波形。從圖中可以看出，端接前，波形在上升沿有畸變發(fā)生，容易引起誤操作。匹配端接有效地消除了信號的畸變，單調性很好，而且在上升沿拉升了原信號，提前進入電平切換，增加了信號的穩(wěn)態(tài)時間，信號的上升沿也比較平穩(wěn)。雖然在高電平的維持階段有上過沖，但對信號確認沒有影響，信號質量比較理想。另外，信號傳輸線長度對反射也有一定的影響。仿真發(fā)現(xiàn)，傳輸線較長時，出現(xiàn)了預示的反射現(xiàn)象，如圖6所示；而傳輸線較短時，仿真波形和分析結果吻合得很好，如圖7所示。表1為上述兩種情況下的波形仿真參數(shù)。所以，布線長度不同，其處理方法也應不同。一般來說，走線長度小于2英寸，以集總參數(shù)的LC電路來處理；大于8英寸，則以分布參數(shù)的傳輸線電路來對待。

　　延時分析

　　隨著系統(tǒng)工作頻率的升高，當信號上升沿或下降沿很陡時，布線延時不能再被忽略。它對信號的建立和保持起著至關重要的作用，甚至可能影響系統(tǒng)的時序，產(chǎn)生誤操作，所以必須予以考慮。MCM高速電路設計要求存儲芯片的相位偏差不能過大，因此驅動端到接收端的布線延時應大致相等。延時和信號線長度的關系如下式所示：

式中，e為介電常數(shù)，r為電阻率，w為線寬，l0為芯片之間的平均距離。由式(3)可以看出，信號線長度對傳輸質量影響很大，可能使信號在傳輸過程中產(chǎn)生畸變。信號傳輸質量隨著線長的增加而變差，對于過長的信號線，應采用源端或終端匹配的方法來改善傳輸質量。利用信號完整性仿真工具，可以方便地模擬從驅動端到各芯片的延時，然后結合仿真結果對布局布線進行調整，以達到預定的要求。

　　檢測器的每個信號應盡可能保持同一傳輸延遲，這就要求布線時盡量保持長度一致，對于微弱的差別，可以根據(jù)仿真結果延長或縮短布線。完成布線以后，再利用Spectra Quest軟件仿真輸入信號的傳輸延遲，具體參數(shù)如表2所示?？梢钥闯觯湎鄬ρ訒r不超過0.2ns，仿真結果比較理想。

　　EMI分析

　　以上在時域中分析了信號的反射和延時，除此之外，EMI(電磁干擾)也是高速電路設計的一個重要方面。

　　電磁干擾包括過量的電磁輻射和對電磁輻射的敏感性兩方面，工作頻率太高、信號變化太快或布局布線不合理等都會引起電磁干擾效應。分別對改變布線策略，增加終端匹配前、后的檢測器電路進行EMI仿真。圖8為布局布線調整前的仿真波形，垂直條長度指信號在該頻率的電磁輻射強度，橫線指系統(tǒng)可承受的最大輻射強度。從圖中可以看到，信號所產(chǎn)生的噪聲從0延續(xù)到2GHz，范圍很寬，而且每個頻率的輻射強度不盡相同，某些頻率的輻射強度超出了限制，即信號在該頻率的電磁干擾已經(jīng)超出系統(tǒng)所能承受的程度，應該采取措施降低其輻射水平。按照前述的方法進行阻抗控制，并盡量減小布線長度，重新仿真的結果如圖9所示?？梢钥吹剑^限制的頻率波已降到橫線以下，并且各頻率點的輻射強度均有所下降，整個輻射強度都有所降低。這說明，對于傳輸信號，改變布線長度和增加適當?shù)钠ヅ涠私泳W(wǎng)絡，不僅改善了信號的傳輸特性，也降低了電磁輻射強度，提高了信號的質量。

　　結語

　　高速電路設計時，首先利用精確的器件模型對系統(tǒng)功能進行信號完整性和EMI仿真分析，以此來確定電路的布局布線，然后再進行仿真，對布線網(wǎng)絡加以改進，直至得到滿意的布線結果。本設計主要對MCM布局布線設計技術，結合檢測器封裝實例，分別在時域和頻域對MCM布局布線時的反射、延時和EMI等問題進行了仿真和分析，取得了較好的效果。