噪聲系數(shù)測量對本振相位噪聲的要求應滿足下述任何一種表述：
a偏離載波一個中頻處的相位噪聲電平不超過-130 dBm／Hz；
b本振相位噪聲電平不超過[-174 dBm／Hz+NFdut+Gdut]。
實測本振信號發(fā)生器AV1482A相位噪聲在偏離載波大于50MHz時均為-11O dBc／Hz，由于采用平衡混頻器，其對本振噪聲有20 dB的抑制度，且本振至輸入端隔離為20 dB，因此，本振相位噪聲在混頻器輸入端引起的噪聲電平為： 式中：Pt(dBm／Hz)為本振相位噪聲漏至混頻器輸入端的功率；Pc(dBm)為本振載波功率；L(dBc／Hz)為本振相位噪聲；Im(dB)為混頻器本振輸入端至射頻輸入端的隔離度；Sm(dB)為混頻器對本振的相位噪聲的抑制度；NFdut(dB)為DUT的噪聲系數(shù)；Gdut(dB)為DUT的增益。
在最壞條件下，NFdut=3 dB，Gdut=0 dB，NFsys=5 dB，Gsys=30 dB。
被測件在輸入阻抗為50 Ω時產(chǎn)生的噪聲功率與本身的噪聲和系統(tǒng)低噪聲放大器的噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲功率：
Pn=KT0+NFdut+GdutNFsys+Gsys=-174 dBm+3 dB+0 dB+5 dB+30 dB=-136 dBm／Hz
式中：NFsys(dB)為低噪聲放大器的噪聲系數(shù)；Gsys(dB)為低噪聲放大器的增益；B(Hz)為噪聲帶寬；T0(K)為標準溫度(290 K)；K為波爾茲曼常數(shù)(1．38×10-23)。
結論：本系統(tǒng)本振相位噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲電平均不超過要求：
-147 dBm／Hz<<-130 dBm／Hz滿足a項要求；
-147dBm／Hz<<-136 dBm／Hz滿足b項要求。
由于噪聲系數(shù)測量時要做系統(tǒng)校準，對系統(tǒng)二級噪聲進行修正，因此滿足上述條件就不會對噪聲系數(shù)測量不確定度產(chǎn)生影響。
(3)在系統(tǒng)中加入3 mm低噪聲放大器
在3 mm頻段平衡混頻器變頻損耗>1O dB，噪聲系
數(shù)也在這樣的量級，如果系統(tǒng)加入低噪聲放大器，不僅減小了系統(tǒng)二級噪聲的貢獻，也使系統(tǒng)工作十分穩(wěn)定，測量數(shù)據(jù)的重復性很好。同時減小了系統(tǒng)本振相位噪聲對系統(tǒng)測量的影響。
(4)計算了測量系統(tǒng)動態(tài)范圍
①放大器動態(tài)范圍的估算：
考慮到放大器的增益和噪聲系數(shù)的起伏，取其噪聲系數(shù)為5 dB，則： 放大器P-1dB壓縮點的輸入信號為-40 dBm，所以放大器的動態(tài)范圍為23．6 dBm。
②系統(tǒng)動態(tài)范圍的估算
噪聲源輸出功率的估算：
首先求噪聲源平均超噪比值(ENR)：
輸出噪聲功率為：
這樣估算出系統(tǒng)的動態(tài)范圍為15dB左右，因此，增益大于15 dB的放大器需在放大器后接入衰減器一同測試。
3 測量結果分析
3．1 測量數(shù)據(jù)
測量我所研制的PHEMT電路裸片16個，圖5給出其中之一的實測噪聲系數(shù)和增益曲線，偏置條件為Vds=1．0 V，Ids=22 mA。
3．2 測量不確定度的分析
噪聲系數(shù)測量不確定度不僅取決于噪聲系數(shù)分析儀的準確度，而且與被測件的噪聲系數(shù)和增益的大小有關，如圖6所示。
同時考慮失配的因素，采用如下計算公式：
式中：
根據(jù)上述公式，以94 GHz MMIC放大器為例，計算UB。
噪聲系數(shù)NF1(dB)=3．43 dB，F(xiàn)1=2．203，
增益G1(dB)=13．46(dB)，G1=22．182，
3 mm接收機噪聲系數(shù)NF2(dB)=4．85 dB，F(xiàn)2=3．054 9，
駐波比為1．12，ρ=0．056 6，
噪聲源輸出駐波比為1．13，ρ=0．061 0，
F12=F1十(F2-1)／G1=3．608 9。
計算下述各量：
從噪聲系數(shù)分析儀技術指標可知：δNF=0．1 dB，δG=0．15 dB。
根據(jù)失配不確定度公式：±20log(1+ρsρl)計算出各失配不確定度：
根據(jù)式(7)計算出噪聲系數(shù)測量不確定度為0．28 dB。
4 結束語
本文只介紹了92～97 GHz頻率范圍的低噪聲單片集成電路裸片噪聲系數(shù)的測量，實際上本系統(tǒng)可以用于75～110 GHz頻率范圍內的噪聲系數(shù)的測量。目前正在本系統(tǒng)上做3 mm噪聲源校準技術的研究。
| 
下載文檔
