噪聲系數(shù)測量對本振相位噪聲的要求應滿足下述任何一種表述: a偏離載波一個中頻處的相位噪聲電平不超過-130 dBm/Hz; b本振相位噪聲電平不超過[-174 dBm/Hz+NFdut+Gdut]。 實測本振信號發(fā)生器AV1482A相位噪聲在偏離載波大于50MHz時均為-11O dBc/Hz,由于采用平衡混頻器,其對本振噪聲有20 dB的抑制度,且本振至輸入端隔離為20 dB,因此,本振相位噪聲在混頻器輸入端引起的噪聲電平為: 式中:Pt(dBm/Hz)為本振相位噪聲漏至混頻器輸入端的功率;Pc(dBm)為本振載波功率;L(dBc/Hz)為本振相位噪聲;Im(dB)為混頻器本振輸入端至射頻輸入端的隔離度;Sm(dB)為混頻器對本振的相位噪聲的抑制度;NFdut(dB)為DUT的噪聲系數(shù);Gdut(dB)為DUT的增益。 在最壞條件下,NFdut=3 dB,Gdut=0 dB,NFsys=5 dB,Gsys=30 dB。 被測件在輸入阻抗為50 Ω時產(chǎn)生的噪聲功率與本身的噪聲和系統(tǒng)低噪聲放大器的噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲功率: Pn=KT0+NFdut+GdutNFsys+Gsys=-174 dBm+3 dB+0 dB+5 dB+30 dB=-136 dBm/Hz 式中:NFsys(dB)為低噪聲放大器的噪聲系數(shù);Gsys(dB)為低噪聲放大器的增益;B(Hz)為噪聲帶寬;T0(K)為標準溫度(290 K);K為波爾茲曼常數(shù)(1.38×10-23)。 結論:本系統(tǒng)本振相位噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲電平均不超過要求: -147 dBm/Hz<<-130 dBm/Hz滿足a項要求; -147dBm/Hz<<-136 dBm/Hz滿足b項要求。 由于噪聲系數(shù)測量時要做系統(tǒng)校準,對系統(tǒng)二級噪聲進行修正,因此滿足上述條件就不會對噪聲系數(shù)測量不確定度產(chǎn)生影響。 (3)在系統(tǒng)中加入3 mm低噪聲放大器 在3 mm頻段平衡混頻器變頻損耗>1O dB,噪聲系 數(shù)也在這樣的量級,如果系統(tǒng)加入低噪聲放大器,不僅減小了系統(tǒng)二級噪聲的貢獻,也使系統(tǒng)工作十分穩(wěn)定,測量數(shù)據(jù)的重復性很好。同時減小了系統(tǒng)本振相位噪聲對系統(tǒng)測量的影響。 (4)計算了測量系統(tǒng)動態(tài)范圍 ①放大器動態(tài)范圍的估算: 考慮到放大器的增益和噪聲系數(shù)的起伏,取其噪聲系數(shù)為5 dB,則: 放大器P-1dB壓縮點的輸入信號為-40 dBm,所以放大器的動態(tài)范圍為23.6 dBm。 ②系統(tǒng)動態(tài)范圍的估算 噪聲源輸出功率的估算: 首先求噪聲源平均超噪比值(ENR): 輸出噪聲功率為: 這樣估算出系統(tǒng)的動態(tài)范圍為15dB左右,因此,增益大于15 dB的放大器需在放大器后接入衰減器一同測試。
3 測量結果分析 3.1 測量數(shù)據(jù) 測量我所研制的PHEMT電路裸片16個,圖5給出其中之一的實測噪聲系數(shù)和增益曲線,偏置條件為Vds=1.0 V,Ids=22 mA。
3.2 測量不確定度的分析 噪聲系數(shù)測量不確定度不僅取決于噪聲系數(shù)分析儀的準確度,而且與被測件的噪聲系數(shù)和增益的大小有關,如圖6所示。 同時考慮失配的因素,采用如下計算公式: 式中:
根據(jù)上述公式,以94 GHz MMIC放大器為例,計算UB。 噪聲系數(shù)NF1(dB)=3.43 dB,F(xiàn)1=2.203, 增益G1(dB)=13.46(dB),G1=22.182, 3 mm接收機噪聲系數(shù)NF2(dB)=4.85 dB,F(xiàn)2=3.054 9, 駐波比為1.12,ρ=0.056 6, 噪聲源輸出駐波比為1.13,ρ=0.061 0, F12=F1十(F2-1)/G1=3.608 9。 計算下述各量: 從噪聲系數(shù)分析儀技術指標可知:δNF=0.1 dB,δG=0.15 dB。 根據(jù)失配不確定度公式:±20log(1+ρsρl)計算出各失配不確定度: 根據(jù)式(7)計算出噪聲系數(shù)測量不確定度為0.28 dB。 4 結束語 本文只介紹了92~97 GHz頻率范圍的低噪聲單片集成電路裸片噪聲系數(shù)的測量,實際上本系統(tǒng)可以用于75~110 GHz頻率范圍內的噪聲系數(shù)的測量。目前正在本系統(tǒng)上做3 mm噪聲源校準技術的研究。
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