[導讀]反激式電源中的鐵氧體磁放大器對于兩個輸出端都提供實際功率（ 5 V 2 A 和 12 V 3 A ，兩者都可實現± 5% 調節(jié)）的雙路輸出反激式電源來說，當電壓達到 12 V 時會進入零負載狀態(tài)，而無法在 5% 限度內進行調節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個可實行的解決方案，但由于價格
為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統的矩形磁滯回線材料（高磁導率材料）的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路（ D1 和 Q1 ）可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經過全面測試。變壓器繞組設計為 5 V 和 13 V 輸出。
該電路在實現 12 V 輸出± 5% 調節(jié)的同時，甚至還可以達到低于 1 W 的輸入功率（ 5 V 300 mW 和 12 V 零負載）。
考慮一下 5 V 2 A 和 12 V 3 A 反激式電源。該電源的關鍵規(guī)范之一便是當 12 V 輸出端達到空載或負載極輕時，對 5 V 輸出端提供過功率保護 (OPP) 。這兩個輸出端都提出了± 5% 的電壓調節(jié)要求。
對于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險絲的價格也不菲。
而現在已經有了用于過壓保護 (OVP) 的消弧電路。該電路能夠同時滿足 OPP 和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實現該功能。
從圖 1 可以看出， R1 和 VR1 形成了一個 12 V 輸出端有源假負載，這樣可以在 12 V 輸出端輕載時實現 12 V 電壓調節(jié)。在 5 V 輸出端處于過載情況下時， 5 V 輸出端上的電壓將會下降。假負載會吸收大量電流。R1 上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1 導通并觸發(fā) OPP 電路。
在線電壓 AC 到低壓 DC 的開關電源產品領域中，反激式是目前最流行的拓撲結構。這其中的一個主要原因是其獨有的成本效益，只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。
通常，反饋來自對輸出容差有最嚴格要求的輸出端。然后，該輸出端會定義所有其它次級繞組的每伏圈數。由于漏感效應的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負載或負載極輕的情況下更是如此。
可以使用后級穩(wěn)壓器或假負載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級穩(wěn)壓器或假負載會造成成本增加和效率降低，因而它們缺乏足夠的吸引力，特別是在近年來對多種消費類應用中的空載和 / 或待機輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴格的情況下，這一設計開始受到冷落。圖 1 中所示的有源并聯穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。
圖 用于多路輸出反激式轉換器的有源并聯穩(wěn)壓器
該電路的工作方式如下：兩個輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時，電阻分壓器 R14 和 R13 會偏置三極管 Q5 ，進而使 Q4 和 Q1 保持在關斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經 Q5 的電流便充當 5 V 輸出端很小的假負載。
5 V 輸出端與 3.3 V 輸出端的標準差異為 1.7 V 。當負載要求從 3.3 V 輸出端獲得額外的電流，而從 5 V 輸出端輸出的負載電流并未等量增加時，其輸出電壓與 3.3 V 輸出端的電壓相比將會升高。由于電壓差異約超過 100 mV ， Q5 將偏置截止，從而導通 Q4 和 Q1 并允許電流從 5 V 輸出端流到 3.3 V 輸出端。該電流將降低 5 V 輸出端的電壓，進而縮小兩個輸出端之間的電壓差異。
Q1 中的電流量由兩個輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負載的影響，即使在 3.3 V 輸出端滿載而 5 V 輸出端無負載這樣最差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設計中的 Q5 和 Q4 可以提供溫度補償，這是由于每個三極管中的 VBE 溫度變化都可以彼此抵消。使用三相交流電進行工作的工業(yè)設備常常需要一個可以為模擬和數字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級。此類應用的范例包括工業(yè)傳動器、UPS 系統和能量計。
此類電源的規(guī)格比現成的標準開關所需的規(guī)格要嚴格得多。不僅這些應用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應用所設計的設備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達到 57 VAC 至 580 VAC 之寬。
設計如此寬范圍的開關電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓 MOSFET 的成本較高以及傳統的 PWM 控制環(huán)路的動態(tài)范圍的限制。StackFET 技術允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為 600V 的低壓 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成電源控制器，這樣便可設計出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內工作的開關電源。
圖 采用 StackFET 技術的三相輸入 3W 開關電源
該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統，甚至來自單相系統。三相整流器由二極管 D1-D8 構成。電阻 R1-R4 可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨配備保險絲。pi 濾波器由 C5 、 C6 、 C7 、 C8 和 L1 構成，可以過濾整流直流電壓。
電阻 R13 和 R15 用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。
當集成開關 (U1) 內的 MOSFET 導通時， Q1 的源端將被拉低， R6 、 R7 和 R8 將提供柵極電流，并且 VR1 到 VR3 的結電容將導通 Q1 。齊納二極管 VR4 用于限制施加給 Q1 的柵極源電壓。當 U1 內的 MOSFET 關斷時， U1 的最大化漏極電壓將被一個由 VR1 、 VR2 和 VR3 構成的 450 V 箝位網絡箝位。這會將 U1 的漏極電壓限制到接近 450 V 。與 Q1 相連的繞組結束時的任何額外電壓都會被施加給 Q1 。這種設計可以有效地分配 Q1 和 U1 之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻 R9 用于限制開關切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網絡 VR5 、 D9 和 R10 則用于限制初級上的峰值電壓。
輸出整流由 D1 提供。C2 為輸出濾波器。L2 和 C3 構成次級濾波器，以減小輸出端的開關紋波。
當輸出電壓超過光耦二極管和 VR6 的總壓降時， VR6 將導通。輸出電壓的變化會導致流經 U2 內的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進而改變流經 U2B 內的晶體管的電流。當此電流超出 U1 的 FB 引腳閾值電流時，將抑制下一個周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數量來實現。一旦開關周期被開啟，該周期便會在電流上升到 U1 的內部電流限制時結束。R11 用于限制瞬態(tài)負載時流經光耦器的電流，以及調整反饋環(huán)路的增益。電阻 R12 用于偏置齊納二極管 VR6 。
IC U1 (LNK 304) 具有內置功能，因此可根據反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護。由于 U1 直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4 用于提供內部電源去耦。（二極管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，從而無需在設計添加散熱片。
該電路只對兩個電壓之間的相對差異作出反應，在滿載和輕負載條件下基本不起作用。由于并聯穩(wěn)壓器是從 5 V 輸出端連接到 3.3 V 輸出端，因此與接地的并聯穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低 66% 。其結果是在滿載時保持高效率，從輕負載到無負載的功耗保持較低水平。
該電路能確保變壓器在每個周期進行復位，因此可大大簡化使用 TopSwitch-GX 設計正激式轉換器的過程。
檢測電路與正激式轉換器偏置繞組配合使用可以檢測關斷期間的電壓波形。當此間電壓較高時，信號會應用于 TopSwitch-GX L 引腳，使其斷開與 S 引腳的連接，從而抑制內部 MOSFET 開始另一個導通周期。當偏置繞組上的電壓信號開始衰弱時，即表示變壓器已經復位， L 引腳與 S 引腳相連，開關已開啟選擇好的整流二極管可以簡化 AC/DC 轉換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本該電路可以簡化 AC/DC 轉換器中的 EMI 濾波器電路并降低其成本。
要使 AC/DC 電源符合 EMI 標準，就需要使用大量的 EMI 濾波器器件，例如 X 電容和 Y 電容。
AC/DC 電源的標準輸入電路都包括一個橋式整流器，用于對輸入電壓進行整流（通常為 50-60Hz ）。由于這是低頻 AC 輸入電壓，因此可以使用如 1N400X 系列二極管等標準二極管，另一個原因是這些二極管的價格是最便宜的。
這些濾波器器件用于降低電源產生的 EMI ，以便符合已發(fā)布的 EMI 限制。然而，由于用來記錄 EMI 的測量只在 150 kHz 時才開始，而 AC 線電壓頻率只有 50 或 60 Hz ，因此橋式整流器中使用的標準二極管（參見圖 1 ）的反向恢復時間較長，且通常與 EMI 產生沒有直接關系。
然而，過去的輸入濾波電路中有時會包括一些與橋式整流器并聯的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。
如果在橋式整流器中使用快速恢復二極管，就無需使用這些電容了。當這些二極管之間的電壓開始反向時，它們的恢復速度非?？欤▍⒁妶D 2 ）。這樣通過降低隨后的高頻關斷急變以及 EMI ，可以降低 AC 輸入線中的雜散線路電感激勵。由于 2 個二極管可以在每半個周期中實現導通，因此 4 個二極管中只需要 2 個是快速恢復類型即可。同樣，在每半個周期進行導通的兩個二極管中，只需要其中一個二極管具有快速恢復特性即可。
圖 在 AC 輸入端使用橋式整流器的 SMPS 的典型輸入級
圖 輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復結束時的二極管急變。
對 Power Integrations 的多數產品而言，數據手冊中限制的用于確保正常啟動和起作用的最小漏極電壓為 50 V 。但是，如果通過外部電源向旁路引腳饋電，則芯片可接收外部供電，且即使在較低的輸入電壓下也可啟動和工作。
圖 功率控制器的浮動恒流源電路
圖所示的啟動電路為浮動恒流源，它為整個輸入電壓范圍內的 TinySwitch-III 的旁路 (BP) 引腳提供大約 600 μ A 的恒流。
恒流值由 R2 和 VR1 確定：
該電路源自基本的單晶體管電流源。該電路采用了一個齊納二極管，為 Q2 (NPN) 的基極引出端設置參考電壓，并以此對流經電阻 R2 的固定電壓進行編程，從而設置恒流值。然而，鑒于輸入電源范圍的異常寬廣性，參考齊納二極管的偏置電流在很大范 s 圍內會有所差異。這將導致功率耗散增加及編程的恒流發(fā)生偏移。
要克服上述難題，需要由其他的電流源（由 Q1 (PNP) 與 R1 形成）提供偏置電流。將等同于 VBE 的恒壓強加于 R1 ，這樣可為整個工作范圍內的參考齊納二極管提供偏置電流補償。
晶體管 Q2 以較低輸入電壓提供恒流，而 Q1 則以較高的輸入電壓提供恒流。圖 2 顯示了電流流經 Q1 和 Q2 時的模擬結果。輸入電壓達到大約 50 VDC 時， Q2 將提供恒流。輸入電壓達到 50 VDC 及以上時，經過 Q2 的電流將減弱，而經過 Q1 的電流則呈線性增加。輸入電壓達到最大值 375 VDC 時，則主要由 Q1 提供恒流。
R3 用于限制整個電路在輸入電壓最大時的輸入電流。
圖 超過輸入電壓時的晶體管電流與總的旁路 (BP) 引腳電流
非線性電流由于齊納二極管 VR1 的非線性活動而上升。輸入電壓大約為 60 VDC 時，齊納二極管開始有電壓為滿足嚴格的待機功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設計為在待機信號為活動狀態(tài)時斷開輸出連接。通常情況下，通過關閉串聯旁路雙極晶體管 (BJT) 或 MOSFET 即可實現上述目的。
對于低電流輸出，如果在設計電源變壓器時充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則 BJT 可成為 MOSFET 的合適替代品，且成本更為低廉。
圖所示為簡單的 BJT 串聯旁路開關，電壓為 12 V ，輸出電流強度為 100 mA ，并帶有一超大電容 (CLOAD) 。晶體管 Q1 為串聯旁路元件，由 Q2 根據待機信號的狀態(tài)來控制其開關。電阻 R1 的值是額定的，這樣可確保 Q1 有足夠的基值電流在最小 Beta 和最大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI 建議額外添加一個電容器 (Cnew) ，用以調節(jié)導通時的瞬態(tài)電流。如果不添加 Cnew ， Q1 在導通后即迅速進入電容性負載，并因而產生較大的電流尖峰。為調節(jié)該瞬態(tài)尖峰，需要增加 Q1 的容量，這便導致了成本的增加。
用作 Q1 額外“密勒電容”的 Cnew 可以消除電流尖峰。該額外電容可限制 Q1 集電極的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充電電流就越少。為 Cnew 指定電容值，使得 Q1 的理想輸出 dv/dt 值與 Cnew 值相乘等于流入 R1 的電流
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