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[導(dǎo)讀]為何使用開關(guān)模式電源?

為何使用開關(guān)模式電源?

顯然是高效率。在SMPS中,晶體管在開關(guān)模式而非線性模式下運行。這意味著,當(dāng)晶體管導(dǎo)通并傳導(dǎo)電流時,電源路徑上的壓降最小。當(dāng)晶體管關(guān)斷并阻止高電壓時,電源路徑中幾乎沒有電流。因此,半導(dǎo)體晶體管就像一個理想的開關(guān)。晶體管中的功率損耗可減至最小。高效率、低功耗和高功率密度(小尺寸)是設(shè)計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因,特別是在高電流應(yīng)用中。例如,如今12VIN、3.3VOUT開關(guān)模式同步降壓電源通??蓪崿F(xiàn)90%以上的效率,而線性穩(wěn)壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。

最常用的開關(guān)電源——降壓轉(zhuǎn)換器

圖8顯示最簡單、最常用的開關(guān)穩(wěn)壓器——降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。它有兩種操作模式,具體取決于晶體管Q1是開啟還是關(guān)閉。為了簡化討論,假定所有電源設(shè)備都是理想設(shè)備。當(dāng)開關(guān)(晶體管)Q1開啟時,開關(guān)節(jié)點電壓VSW = VIN,電感L電流由(VIN – VO)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當(dāng)開關(guān)Q1關(guān)閉時,電感電流通過續(xù)流二極管D1,如圖8(b)所示。開關(guān)節(jié)點電壓VSW = 0V,電感L電流由VO負(fù)載放電。由于理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓,平均輸出電壓VO可通過以下公式算出:

應(yīng)用筆記140 第2/3部分 - 開關(guān)模式電源基礎(chǔ)知識

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圖8.降壓轉(zhuǎn)換器操作模式和典型波形

其中TON是開關(guān)周期TS內(nèi)的導(dǎo)通時間間隔。如果TON/TS之比定義為占空比D,則輸出電壓VO為:

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當(dāng)濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時,輸出電壓VO為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下,對于12V輸入降壓電源,從概念上講,27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。

除了上面的平均法,還有一種方式可推導(dǎo)出占空比公式。理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓。因此,必須在開關(guān)周期內(nèi)保持電感的伏秒平衡。根據(jù)圖8中的電感電壓波形,伏秒平衡需要:

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因此,VO = VIN ? D (5)

公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓?fù)?,以推?dǎo)出占空比與VIN和VO的關(guān)系式。

降壓轉(zhuǎn)換器中的功率損耗

直流傳導(dǎo)損耗

采用理想組件(導(dǎo)通狀態(tài)下零壓降和零開關(guān)損耗)時,理想降壓轉(zhuǎn)換器的效率為100%。而實際上,功耗始終與每個功率元件相關(guān)聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗:直流傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。

降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗主要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導(dǎo)電流時產(chǎn)生的壓降。為了簡化討論,在下面的傳導(dǎo)損耗計算中忽略電感電流的交流紋波。如果MOSFET用作功率晶體管,MOSFET的傳導(dǎo)損耗等于IO2 ? RDS(ON) ? D,其中RDS(ON)是MOSFET Q1的導(dǎo)通電阻。二極管的傳導(dǎo)功率損耗等于IO ? VD ? (1 – D),其中VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導(dǎo)損耗等于IO2 ? R DCR,其中R DCR是電感繞組的銅電阻。因此,降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗約為:

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例如,12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件:MOSFET RDS(ON) = 10mΩ,電感RDCR = 2 mΩ,二極管正向電壓VD = 0.5V。因此,滿負(fù)載下的傳導(dǎo)損耗為:

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如果只考慮傳導(dǎo)損耗,轉(zhuǎn)換器效率為:

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上述分析顯示,續(xù)流二極管的功率損耗為3.62W,遠(yuǎn)高于MOSFET Q1和電感L的傳導(dǎo)損耗。為進一步提高效率,ADI公司建議可將二極管D1替換為MOSFET Q2,如圖9所示。該轉(zhuǎn)換器稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要對Q1柵極進行信號互補,即Q2僅在Q1關(guān)斷時導(dǎo)通。同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗為:

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圖9.同步降壓轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號

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如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2,同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗和效率為:

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上面的示例顯示,同步降壓轉(zhuǎn)換器比傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器更高效,特別適用于占空比小、二極管D1的傳導(dǎo)時間長的低輸出電壓應(yīng)用。

交流開關(guān)損耗

除直流傳導(dǎo)損耗外,還有因使用不理想功率元件導(dǎo)致的其他交流/開關(guān)相關(guān)功率損耗:

1. MOSFET開關(guān)損耗。真實的晶體管需要時間來導(dǎo)通或關(guān)斷。因此,在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬變過程中存在電壓和電流重疊,從而產(chǎn)生交流開關(guān)損耗。圖10顯示同步降壓轉(zhuǎn)換器中MOSFET Q1的典型開關(guān)波形。頂部FET Q1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決定大部分Q1開關(guān)時間和相關(guān)損耗。在同步降壓轉(zhuǎn)換器中,底部FET Q2開關(guān)損耗很小,因為Q2總是在體二極管傳導(dǎo)后導(dǎo)通,在體二極管傳導(dǎo)前關(guān)斷,而體二極管上的壓降很低。但是,Q2的體二極管反向恢復(fù)電荷也可能增加頂部FET Q1的開關(guān)損耗,并產(chǎn)生開關(guān)電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示,控制FET Q1開關(guān)損耗與轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率fS成正比。精確計算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡單,具體可參見MOSFET供應(yīng)商的應(yīng)用筆記。

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圖10.降壓轉(zhuǎn)換器中頂部FET Q1的典型開關(guān)波形和損耗

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2. 電感鐵損PSW_CORE。真實的電感也有與開關(guān)頻率相關(guān)的交流損耗。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中,磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言,鐵粉芯微飽和,但鐵損高,而鐵氧體材料劇烈飽和,但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料,其晶體結(jié)構(gòu)由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設(shè)計人員提供鐵損數(shù)據(jù),以估計交流電感損耗。

3. 其他交流相關(guān)損耗。其他交流相關(guān)損耗包括柵極驅(qū)動器損耗PSW_GATE(等于VDRV ? QG ? fS)和死區(qū)時間(頂部FET Q1和底部FET Q2均關(guān)斷時)體二極管傳導(dǎo)損耗(等于(ΔTON + ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS)。

總而言之,開關(guān)相關(guān)損耗包括:

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通常,計算開關(guān)相關(guān)損耗并不簡單。開關(guān)相關(guān)損耗與開關(guān)頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降壓轉(zhuǎn)換器中,200kHz – 500kHz開關(guān)頻率下的交流損耗約導(dǎo)致2%至5%的效率損失。因此,滿負(fù)載下的總效率約為93%,比LR或LDO電源要好得多??梢詼p少將近10倍的熱量或尺寸。

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