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[導(dǎo)讀]您有沒有檢查過網(wǎng)絡(luò)上有多少條關(guān)于“ADC緩沖器設(shè)計(jì)”的內(nèi)容?答案是超過400萬條,在如此多的參考文獻(xiàn)中很難找到我們需要的內(nèi)容。對(duì)于大多數(shù)模擬和混合信號(hào)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師來說,這可能不是很意外,因?yàn)樵O(shè)計(jì)無緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的外部前端需要有耐心和大量建議。它常常被視為一種藝...


您有沒有檢查過網(wǎng)絡(luò)上有多少條關(guān)于“ADC緩沖器設(shè)計(jì)”的內(nèi)容?答案是超過400萬條,在如此多的參考文獻(xiàn)中很難找到我們需要的內(nèi)容。對(duì)于大多數(shù)模擬和混合信號(hào)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師來說,這可能不是很意外,因?yàn)樵O(shè)計(jì)無緩沖模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的外部前端需要有耐心和大量建議。它常常被視為一種藝術(shù)形式,是經(jīng)過多年摸索掌握其竅門的古怪大師的保留地。對(duì)于沒有經(jīng)驗(yàn)的人來說,這是一個(gè)令人沮喪的反復(fù)嘗試過程。大多數(shù)時(shí)候,由于相互關(guān)聯(lián)的規(guī)格要求很多,迫使設(shè)計(jì)人員不得不進(jìn)行很多權(quán)衡(和評(píng)估)才能達(dá)到最佳效果。


【世說設(shè)計(jì)】屬于工程師的藝術(shù)——無緩沖ADC設(shè)計(jì)!


1挑戰(zhàn)放大器級(jí)的設(shè)計(jì)由兩個(gè)彼此相關(guān)的不同級(jí)組成,因此問題變得難以在數(shù)學(xué)上建模,特別是因?yàn)橛蟹蔷€性因素與這兩級(jí)相關(guān)。第一步是選擇用來緩沖傳感器輸出并驅(qū)動(dòng)ADC輸入的放大器。第二步是設(shè)計(jì)一個(gè)低通濾波器以降低輸入帶寬,從而最大限度地減少帶外噪聲。



理想的放大器是提供剛剛好的帶寬以正確緩沖傳感器或變送器產(chǎn)生的信號(hào),而不會(huì)增加額外噪聲,并且功耗為零,但實(shí)際放大器與此相距甚遠(yuǎn)。在大多數(shù)情況下,放大器規(guī)格將決定整體系統(tǒng)性能,尤其是在噪聲、失真和功耗方面。為了更好地弄清楚問題,第一步是了解離散時(shí)間ADC的工作原理。



離散時(shí)間ADC獲得連續(xù)時(shí)間模擬信號(hào)的樣本,然后將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字碼。當(dāng)信號(hào)被采樣時(shí),根據(jù)模擬轉(zhuǎn)換器的類型,同一固有問題有兩種不同的情況。



SARADC集成一個(gè)采樣保持器,其基本上由一個(gè)開關(guān)和一個(gè)電容組成,作用是保持模擬信號(hào)直到轉(zhuǎn)換完成,如圖1所示。



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圖1. 采樣保持電路圖



離散時(shí)間∑-?ADC或過采樣轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)了類似的輸入級(jí),即具有一定內(nèi)部電容的輸入開關(guān)?!??ADC的采樣機(jī)制略有不同,但采樣輸入架構(gòu)類似,使用開關(guān)和電容來保持模擬輸入信號(hào)的副本。



在這兩種情況下,開關(guān)都是用CMOS工藝實(shí)現(xiàn),閉合時(shí)電阻為非零值,通常為幾歐姆。此串聯(lián)電阻與采樣電容(pF級(jí))的組合,意味著ADC輸入帶寬常常非常大,在許多情況下要遠(yuǎn)大于ADC采樣頻率。



2帶寬問題對(duì)轉(zhuǎn)換器來說,輸入信號(hào)帶寬是一個(gè)問題。在采樣理論中,我們知道高于奈奎斯特頻率(ADC采樣頻率的一半)的頻率信號(hào)應(yīng)被移除,否則這些頻率信號(hào)將在目標(biāo)頻帶中產(chǎn)生鏡像或混疊。通常,噪聲頻譜中有相當(dāng)一部分功率存在于ADC奈奎斯特頻率以上的頻帶中。如果不處理這種噪聲,它將混疊到奈奎斯特頻率以下,增加本底噪聲(如圖2所示),使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍明顯降低。



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圖2. 奈奎斯特折疊鏡像



ADC輸入信號(hào)帶寬,以及緩沖器輸出帶寬,是第一個(gè)要解決的問題。為確保噪聲不會(huì)向下混疊,必須限制ADC輸入信號(hào)的帶寬。這不是一個(gè)小問題。



通常,放大器的選擇是基于大信號(hào)帶寬(即壓擺率)和增益帶寬積的規(guī)格,以便應(yīng)對(duì)輸入信號(hào)的極端情況,這決定了ADC可以跟蹤的最快變化的信號(hào)。



然而,放大器的有效噪聲帶寬等于小信號(hào)帶寬(通常針對(duì)小于10mVp-p的信號(hào)而考慮),這常常比大信號(hào)帶寬高出至少四到五倍。



換句話說,如果大信號(hào)規(guī)格是針對(duì)500kHz而選擇,那么小信號(hào)帶寬很容易就能達(dá)到2MHz或3MHz,這可能會(huì)導(dǎo)致ADC采集到大量噪聲。因此,在將模擬信號(hào)輸入ADC之前,應(yīng)在外部限制小信號(hào)帶寬,否則測(cè)得的噪聲將是ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格的三到四倍。



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圖3. 同相放大器配置




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表1. 放大器折合到輸出端的噪聲,RTO



記住,放大器產(chǎn)生的熱噪聲取決于放大器增益和總系統(tǒng)帶寬。電路示例如圖3所示,噪聲源總結(jié)在表1中,其中:


T為溫度(單位為K),k為玻爾茲曼常數(shù)(1.38×1023 J/K),


電阻值單位為Ω,


BW指小信號(hào)帶寬。


以上公式表明,在ADC輸入引腳之前增加一個(gè)具有足夠衰減性能的低通濾波器以使采樣噪聲最小是很重要的,因?yàn)樵肼暸c帶寬的平方根成比例。通常,采用分立電阻和電容實(shí)現(xiàn)截止頻率足夠低的一階低通濾波器可消除大部分寬帶噪聲。一階低通濾波器還有一個(gè)額外的好處,即降低目標(biāo)頻帶之外的任何其他較大信號(hào)的幅度,防止其被ADC采樣而可能產(chǎn)生混疊。


但是,這還沒完。ADC內(nèi)部開關(guān)電阻和電容定義了模擬輸入帶寬,但由于輸入信號(hào)的變化,會(huì)產(chǎn)生時(shí)域充放電循環(huán)。每次開關(guān)(連接到采樣ADC電容的外部電路)閉合時(shí),內(nèi)部電容電壓可能與先前儲(chǔ)存在采樣電容上的電壓不同。



3何為反沖問題?下面是一個(gè)經(jīng)典的模擬問題:“若有兩個(gè)并聯(lián)電容連接到一個(gè)開關(guān),開關(guān)斷開時(shí),一個(gè)電容儲(chǔ)存了一些能量,那么當(dāng)開關(guān)閉合時(shí),兩個(gè)電容會(huì)發(fā)生什么?”



答案取決于充電電容儲(chǔ)存的能量和電容之間的比率。例如,如果兩個(gè)電容具有相同的值,則能量將在它們之間均分,電容端子間測(cè)得的電壓將減半,如圖4所示。



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圖4. 充電(左)和未充電(右)的電容



這就是反沖問題。一些ADC會(huì)執(zhí)行內(nèi)部校準(zhǔn)以補(bǔ)償內(nèi)部誤差,這稱為自穩(wěn)零校準(zhǔn)。這些程序會(huì)使采樣電容電壓接近供電軌或另一電壓,例如基準(zhǔn)電壓的一半。



這意味著放大器緩沖的外部信號(hào)和采樣電容(其必須保存模擬值以便獲取新樣本)常常不是處于相同的電位(電壓)。因此,采樣電容必須充電或放電,以使其與緩沖器輸出具有相同的電位。此過程所需的能量將來自外部電容(低通RC濾波器中的電容)和外部緩沖器。這種電荷再分配和電壓的建立將需要一定的時(shí)間,在此期間電路中各點(diǎn)處的電壓將受到干擾,如圖1所示。再分配的電荷量可能很大,相當(dāng)于電流流入或流出放大器并流入電容。



結(jié)果是放大器應(yīng)當(dāng)能夠在非常有限的時(shí)間內(nèi)對(duì)低通濾波器的外部電容和ADC的采樣電容進(jìn)行充電/放電,低通濾波電阻則會(huì)用作限流器。



更具體地說,放大器應(yīng)當(dāng)能夠在給定誤差范圍內(nèi)從采樣電容和外部源對(duì)電容充電/放電。外部低通濾波器的截止頻率應(yīng)該比目標(biāo)頻帶略高一點(diǎn),由濾波器的時(shí)間常數(shù)、ADC的位數(shù)以及樣本之間的最差情況轉(zhuǎn)換(即我們應(yīng)當(dāng)能夠準(zhǔn)確測(cè)量的最差輸入階躍)來定義。



4如何解決反沖問題?解決該問題的較簡(jiǎn)單方法是選擇具有足夠壓擺率、帶寬增益積、開環(huán)增益和CMRR的放大器,并將您在市場(chǎng)上能夠找到的最大電容放在輸出端,而電阻足夠小,以滿足低通濾波器帶寬要求。



由于電容非常大,反沖問題將可以忽略不計(jì),帶寬受低通濾波器限制,所以問題得以解決,對(duì)嗎?



很遺憾,上面的解決方案不會(huì)奏效,但如果您很好奇,想嘗試上述解決方案,那么您會(huì)發(fā)現(xiàn)兩點(diǎn):電容將像煉乳容器那么大,放大器不喜歡輸出端有虛部阻抗。



放大器的性能取決于放大器看到的虛部阻抗。在這種情況下,低通濾波器的缺點(diǎn)是THD和建立時(shí)間性能降低。建立時(shí)間的增加將導(dǎo)致放大器無法對(duì)電容充電,使得ADC采樣的電壓不是正確的最終電壓。這將加劇ADC輸出的非線性。



為了更好地闡述上面的觀點(diǎn),圖5顯示了放大器驅(qū)動(dòng)不同阻性負(fù)載的性能差異。圖6顯示了容性負(fù)載引起的小信號(hào)過沖,這會(huì)影響建立時(shí)間和線性度。



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圖5. AD4896-2 THD性能與負(fù)載的關(guān)系



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圖6. ADA4896-2的小信號(hào)傳輸響應(yīng)與負(fù)載的關(guān)系



為了最大限度地解決這個(gè)問題,放大器輸出應(yīng)通過低通濾波器的串聯(lián)電阻與外部電容隔離。電阻應(yīng)足夠大,以保證緩沖器不會(huì)看到虛部阻抗,但又足夠小,以滿足所需的輸入系統(tǒng)帶寬,并使緩沖器流出的電流在電阻上引起的IR壓降最?。ǚ糯笃骺赡軣o法足夠快地使這種電壓降穩(wěn)定下來)。同時(shí),電阻應(yīng)支持外部電容減小到足夠小的值,以最小化反沖而不影響建立時(shí)間。



幸運(yùn)的是,有一些工具可以讓我們預(yù)測(cè)ADC、放大器和濾波器的組合性能,比如說精密ADC驅(qū)動(dòng)器工具。此工具可以對(duì)反沖、噪聲和失真性能進(jìn)行仿真,如圖7所示。



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圖7. 精密ADC驅(qū)動(dòng)器工具的各種仿真



5低通濾波器的經(jīng)驗(yàn)法則通常,一階低通濾波器出現(xiàn)在許多建議中,但為什么沒有人使用更高階濾波器?除非應(yīng)用明確要求消除輸入信號(hào)中較大的帶外干擾或諧波,否則增加濾波器階數(shù)將給系統(tǒng)帶來額外的復(fù)雜性。一般來說,折衷方案是讓小信號(hào)帶寬略高于需求,這會(huì)影響噪聲,但好處是能夠輕松驅(qū)動(dòng)ADC輸入級(jí),并能降低功耗和成本。



6減輕負(fù)擔(dān)我們之前提到,放大器不喜歡虛部阻抗和/或提供大電流,但這不可避免,因?yàn)樘摬孔杩故请娙輲淼?,而電容能解決反沖問題。



改善這種情況的唯一辦法是減少反沖。這種解決方案已被最新的ADI轉(zhuǎn)換器采用,例如AD7768和AD4000。



由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)不同,每種器件采用的解決方案也不同。AD4000SARADC可在低于模擬輸入范圍的電源下工作。采用的解決方案稱為高阻模式,僅適用于100kHz以下的采樣頻率。



在AD7768中,電源等于或高于模擬輸入范圍。AD7768采用的解決方案稱為預(yù)充電緩沖器,與高阻模式相反,其工作頻率最高可達(dá)ADC最大采樣頻率。



兩種解決方案均基于相同的工作原理,驅(qū)動(dòng)ADC的主要困難是電容電荷再分配。換句話說,當(dāng)內(nèi)部開關(guān)重新連接采樣電容時(shí),輸入緩沖器和低通濾波器看到的電壓降越低,電壓反沖就越小,ADC輸入電流相應(yīng)減小。因此,驅(qū)動(dòng)ADC就越容易,建立時(shí)間也越短。濾波器電阻上的壓降降低,故交流性能得到提升。



圖8顯示了預(yù)充電緩沖器和高阻模式使能與禁用情況對(duì)輸入電流的影響。



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圖8. 輸入電流



輸入電流越高,放大器帶寬也應(yīng)越高(即越快)。因此,輸入低通濾波器帶寬應(yīng)該越高,這會(huì)影響噪聲。



例如,對(duì)于以1MSPS采樣的1kHz輸入信號(hào),使用SINAD來評(píng)估性能。在不同的濾波器截止頻率下,我們得到如圖9所示的結(jié)果。



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圖9. 使用和不使用高阻模式兩種情況下


AD4003 SINAD與輸入帶寬的關(guān)系



上圖顯示,相比于完全相同的配置但高阻模式關(guān)閉,低輸入電流(高阻模式開啟)降低了濾波器截止頻率要求和濾波器電阻的IR壓降,提升了ADC性能。



從圖9可以觀察到,通過提高輸入濾波器截止頻率,外部放大器可以更快地對(duì)采樣電容充電/放電,但代價(jià)是噪聲會(huì)提高。例如,在高阻模式開啟時(shí),500kHz時(shí)的采樣噪聲小于1.3MHz時(shí)的采樣噪聲。因此,SINAD在500kHZ輸入帶寬時(shí)更好。此外,低通濾波器所需的電容會(huì)減小,有助于提高放大器驅(qū)動(dòng)器的性能。



7電路設(shè)計(jì)優(yōu)勢(shì)ADI最新ADC中實(shí)現(xiàn)的這些更易于驅(qū)動(dòng)或減輕負(fù)擔(dān)的特性,對(duì)整個(gè)信號(hào)鏈都有一些重大影響。ADC設(shè)計(jì)人員將一些驅(qū)動(dòng)問題引入ADC芯片本身的關(guān)鍵優(yōu)勢(shì),在于該解決方案可以設(shè)計(jì)為盡可能高效地滿足ADC的信號(hào)要求,從而解決一些問題,包括輸入帶寬和放大器穩(wěn)定性。



減小流入ADC輸入端的電流,從而減少反沖,意味著放大器要處理的電壓階躍較低,但仍然具有與標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)電容輸入相同的完整采樣周期。



減小給定時(shí)間內(nèi)要建立的階躍電壓,與使用較長(zhǎng)時(shí)間來建立較大階躍意義相同。凈效應(yīng)是放大器現(xiàn)在不需要如此寬的帶寬來將輸入充分建立到同一最終值。帶寬減小通常意味著放大器功耗更低。



看待這種情況還有一種方式:想象一下,通常認(rèn)為沒有足夠帶寬來使給定ADC輸入建立的放大器,現(xiàn)在能夠在使能預(yù)充電緩沖器的情況下實(shí)現(xiàn)充分建立。



ADI應(yīng)用筆記AN-1384介紹了一系列放大器在三種功耗模式下與AD7768配合使用時(shí)可實(shí)現(xiàn)的性能。此文檔介紹的放大器之一是ADA4500-2,當(dāng)不使用預(yù)充電緩沖器時(shí),它難以在中功率模式下使AD7768的輸入建立(THD>-96dB)。但是,當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí),性能顯著提升到優(yōu)于-110dBTHD。



ADA4500-2是一款10MHz帶寬放大器,在給定模式下使AD7768建立所需的帶寬約為12MHz,我們看到,易驅(qū)動(dòng)特性現(xiàn)在支持使用這種較低帶寬放大器。因此,這些特性不僅使得前端緩沖電路的設(shè)計(jì)更加容易,而且還允許更自由地選擇元器件以保持在系統(tǒng)功耗或熱限值范圍內(nèi)。



流入ADC模擬輸入引腳的電流減小的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn),是現(xiàn)在流過串聯(lián)電阻(其用作輸入RC網(wǎng)絡(luò)的一部分)的電流減小。



對(duì)于傳統(tǒng)ADC輸入,相對(duì)較大的電流意味著只能使用小值電阻,否則會(huì)在該電阻上產(chǎn)生很大電壓降。這里的大壓降可能導(dǎo)致ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果中出現(xiàn)增益誤差或線性誤差。



然而,使用較小電阻值也有挑戰(zhàn)。使用較小電阻實(shí)現(xiàn)相同的RC帶寬意味著要使用更大電容。但是,這種大電容與小電阻組合可能導(dǎo)致緩沖放大器不穩(wěn)定。



使用易驅(qū)動(dòng)特性時(shí)遇到的電流減小情況,意味著可以使用較大值電阻而不會(huì)影響性能,并能確保系統(tǒng)穩(wěn)定。



8電路性能優(yōu)勢(shì)考慮上文所述的電路設(shè)計(jì)優(yōu)勢(shì),很明顯,使用這些特性還能獲得性能優(yōu)勢(shì)或進(jìn)一步改善性能的機(jī)會(huì)。



已經(jīng)提到的優(yōu)勢(shì),即能夠利用較低帶寬放大器實(shí)現(xiàn)更好的性能,也可以用于擴(kuò)展更優(yōu)化系統(tǒng)的性能。例如,即便是已充分建立的輸入信號(hào),當(dāng)最終建立發(fā)生時(shí),輸入之間仍可能存在一些不匹配。因此,使能預(yù)充電緩沖器之類的特性將意味著這種最終建立會(huì)小得多,故而能夠?qū)崿F(xiàn)最高水平的THD,而以前這是不可能的。



流過RC網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)電阻的電流減小也有利于性能。此外,不僅輸入電流顯著降低,而且它幾乎不依賴于輸入電壓。THD也能得到改善,因?yàn)檩斎雽?duì)上電阻的任何不匹配都會(huì)導(dǎo)致ADC輸入端看到較小電壓差,并且電壓降不具有信號(hào)依賴性。



較低的輸入電流對(duì)失調(diào)和增益精度也有影響。由于絕對(duì)電流減小,以及信號(hào)相關(guān)的電流變化減少,每個(gè)通道或每個(gè)電路板上的元件值變化導(dǎo)致失調(diào)和增益誤差發(fā)生較大變化的可能性也較?。ㄍ?,較低電流導(dǎo)致串聯(lián)電阻上的電壓變?。@妙A(yù)充電緩沖器可以實(shí)現(xiàn)更好的絕對(duì)失調(diào)和增益誤差規(guī)格,系統(tǒng)內(nèi)不同電路板或通道的性能也會(huì)更為一致。



在ADC采樣速率為適應(yīng)不同信號(hào)采集需求而變化的系統(tǒng)中,例如在數(shù)據(jù)采集卡中,較低電流還有另一個(gè)好處。在沒有預(yù)充電緩沖器的情況下,輸入無源元件上的電壓降隨ADC的采樣速率而變化,因?yàn)樵谳^高采樣速率下,ADC輸入電容常常會(huì)更頻繁地充電和放電。這同時(shí)適用于模擬輸入路徑和基準(zhǔn)輸入路徑,ADC將此電壓變化視為與采樣速率相關(guān)的失調(diào)和增益誤差。



但是,當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí),絕對(duì)電流以及相應(yīng)的絕對(duì)電壓降在開始時(shí)會(huì)小得多,因此ADC采樣速率變化引起的電壓變化也會(huì)低得多。在最終系統(tǒng)中,這意味著當(dāng)調(diào)整采樣率時(shí)不大需要重新校準(zhǔn)系統(tǒng)失調(diào)和增益誤差,并且失調(diào)和增益誤差對(duì)ADC采樣速率的變化不那么敏感。



9成本優(yōu)勢(shì)易使用特性的主要優(yōu)點(diǎn)之一與總成本有關(guān)。各方面的設(shè)計(jì)和性能優(yōu)勢(shì)導(dǎo)致開發(fā)成本和運(yùn)行成本有可能降低。


  • 更簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)意味著設(shè)計(jì)工作量減少,完成第一個(gè)原型的時(shí)間更快。


  • 原型設(shè)計(jì)一次成功的機(jī)率更大。


  • 易驅(qū)動(dòng)特性支持更低的帶寬,因而可以使用較低成本的放大器。


  • 失調(diào)和增益優(yōu)勢(shì)可以減少工廠校準(zhǔn)。


  • 性能改進(jìn)可以減少現(xiàn)場(chǎng)校準(zhǔn)或按需校準(zhǔn),從而減少停機(jī)時(shí)間和/或提高產(chǎn)量。



10使用AD7768-1的實(shí)例表2顯示了A-1384應(yīng)用筆記中的一些測(cè)量數(shù)據(jù),此數(shù)據(jù)有助于設(shè)計(jì)人員選擇合適的放大器來驅(qū)動(dòng)AD7768-1。ADC表格中的例子說明,當(dāng)使能預(yù)充電特性時(shí),改善幅度相當(dāng)明顯。具體來說,THD的改善是上面提到的減輕ADC加之于驅(qū)動(dòng)電路的負(fù)擔(dān)的綜合效應(yīng)的結(jié)果。例如,當(dāng)使能預(yù)充電緩沖器時(shí),采用 ADA4945-1放大器的配置使THD提高4dB。類似地,ADA4807-2電路使THD增加18dB。這些例子表明:高性能的放大器,當(dāng)與ADI的許多最新ADC提供的易驅(qū)動(dòng)特性結(jié)合時(shí),可以實(shí)現(xiàn)一流的性能水平。



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表2. 使用不同放大器的AD7768-1性能



結(jié)            論


由于轉(zhuǎn)換器的反沖和帶寬要求,設(shè)計(jì)一個(gè)驅(qū)動(dòng)無緩沖ADC的電路并非易事,需要適當(dāng)?shù)姆椒ê驼壑钥紤]。很多時(shí)候,所需電路將決定整體系統(tǒng)的THD、SNR和功耗等方面的性能。ADI采用SAR和∑-?技術(shù)的最新精密轉(zhuǎn)換器集成了一系列特性,可最大限度地減小轉(zhuǎn)換器輸入電流。這將使反沖最小,大大減少并簡(jiǎn)化外部電路,實(shí)現(xiàn)以前無法實(shí)現(xiàn)的規(guī)格數(shù)值。SAR和∑-?技術(shù)因而更易于使用,工程時(shí)間得以縮短,系統(tǒng)特性得到改善。





原文轉(zhuǎn)自亞德諾半導(dǎo)體




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