采樣保持放大器

引言和歷史回顧

采樣保持放大器或SHA是大部分數據采集系統的關鍵組成部分，它捕捉模擬信號并在某些操作(最常見的是模數轉換)中保持信號不變。SHA對相關電路的要求非常高，電容和印刷電路板等普通組件的某些特性可能會意想不到地降低SHA性能。

當SHA配合ADC使用時(外置或內置)，SHA性能對該組合的整體動態(tài)性能至關重要，在確定系統的SFDR、SNR等參數方面起著重要作用。

雖然今天的SHA功能已經集成到采樣ADC中，但了解其基本工作原理對于了解ADC動態(tài)性能十分重要。

當采樣保持器處于采樣(或跟蹤)模式時，輸出跟隨輸入而變化，二者之間僅存在很小的電壓偏差。但也有輸出在采樣模式下不完全跟隨輸入的SHA，其輸出僅在保持期間是精確的(如AD684、AD781和AD783)。本文不考慮這種情況。嚴格來說，具有良好跟蹤性能的采樣保持器應被稱為跟蹤保持電路，但在實際應用中，這些術語可以互換使用。

SHA的最常見應用是在數據轉換期間將ADC的輸入保持為恒定值。對于許多(但不是全部)類型的ADC，為避免轉換過程被破壞，轉換期間輸入的變化不得大于1 LSB，這就對此類ADC設置了非常低的輸入頻率限值，或者要求采用SHA以保持每次轉換期間的輸入不變。

回顧歷史，一個有趣的事實是：A. H. Reeves在其著名的PCM專利(1939，參考文獻1)中描述了一個5位6 kSPS計數ADC，模擬輸入信號直接驅動一個真空管脈寬調制器(PWM)，采樣功能集成于PWM中。貝爾實驗室隨后對PCM進行了研究，引入了電子束編碼器管和逐次逼近型ADC;參考文獻2 (1948)描述了一個基于脈沖變壓器驅動電路的配套50 kSPS真空管采樣保持電路。

在1950年代后期和1960年代早期，隨著晶體管取代真空管，人們更加關注ADC所用的采樣保持電路。1964年，貝爾實驗室的Gray和Kitsopolos發(fā)表了最早對固態(tài)采樣保持器產生的誤差進行分析的文章之一(參考文獻3)。貝爾實驗室的Edson和Henning描述了在一個224 Mbps PCM系統上進行實驗的結果，該系統包括一個9位ADC和一個配套的12 MSPS采樣保持器。參考文獻4、5和6是1960年代和1970年代早期采樣保持電路研究成果的代表之作。

1969年，ADI公司新收購的Pastoriza部門率先推出商用采樣保持器SHA1和SHA2。電路在PC板上實現，SHA1的0.01%采集時間為2 μs，功耗0.9 W，成本約為$225;SHA2速度更快，0.01%采集時間為200 ns，功耗1.7 W，成本約為$400。兩款器件專門配合同樣在PC板上實現的12位逐次逼近型ADC工作。

模塊化和混合技術迅速淘汰了PC板采樣保持器，而隨著IC ADC的上市，如工業(yè)標準AD574等，對采樣保持器的需求漸增。上世紀70年代和80年代早期，系統設計師購買獨立的采樣保持器來驅動此類ADC是相當普遍的現象，因為當時的工藝技術還無法將它們集成在同一芯片上。IC SHA，如AD582 (0.01%采集時間為4 μs)、AD583 (0.01%采集時間為6 μs)和AD585 (14位精度的采集時間為3 μs)等，服務于上世紀70年代和80年代的低速市場。

混合SHA，如HTS-0025(0.1%采集時間為25 ns)、HTC-0300(0.01%采集時間為200 ns)和AD386(16位精度的采集時間為25 μs)等，則服務于高速高端市場。到1995年，ADI公司針對各種應用推出了大約20款采樣保持產品，包括下列高速IC：AD9100/AD9101(0.01%采集時間為10 ns)、AD684 (四通道、0.01%采集時間為1 μs)和AD783 (0.01%采集時間為250 ns)。

然而，同時期的ADC技術迅猛發(fā)展，許多ADC都已內置SHA(即采樣ADC)，因而更容易指定，當然也更容易使用。新工藝的開發(fā)，包括高速互補雙極性工藝和先進的CMOS工藝，使得集成SHA功能成為可能。事實上，現在(2003年)采樣ADC已經非常普及并大受歡迎，很少有人需要獨立的SHA。

除了尺寸更小、成本更低和外部元件更少等明顯的優(yōu)勢以外，采樣ADC還有一個重要優(yōu)勢，那就是整體直流和交流性能已完全明確，設計人員不必像對待分立ADC與分立SHA的組合那樣需要確保不存在規(guī)格、接口或時序問題。當考慮SFDR和SNR等動態(tài)特性時，這一優(yōu)勢尤為可貴。

SHA絕大部分時候是與ADC一起使用，但偶爾也會用于DAC限變器、峰值檢波器、模擬延遲電路、同步采樣系統和數據分配系統。

SHA基本工作原理

無論SHA的電路細節(jié)或類型如何，所有此類器件都包括四個主要部分：輸入放大器、能量存儲元件(電容)、輸出緩沖器和開關電路，如圖1的典型配置所示。

圖1：基本采樣保持電路

SHA的核心——能量存儲元件是電容。輸入放大器緩沖輸入，向信號源提供高阻抗，并提供電流增益來給保持電容充電。在跟蹤模式下，保持電容上的電壓跟隨(或跟蹤)輸入信號(有一定的延遲和帶寬限制)。在保持模式下，開關斷開，電容保持與輸入緩沖器斷開連接之前的電壓。輸出緩沖器向保持電容提供高阻抗，防止保持電壓過早放電。開關電路及其驅動器構成SHA交替處于跟蹤和保持模式的切換機制。

描述SHA基本操作的規(guī)格有四組：跟蹤模式、跟蹤轉保持、保持模式、保持轉跟蹤。圖2總結了這些規(guī)格，圖3以圖解方式顯示了SHA的一些誤差源。由于每種模式同時涉及到直流和交流性能，因此要正確指定SHA并了解其在系統中的操作是一件很復雜的事情。

圖2：采樣保持器規(guī)格

圖3：采樣保持器的一些誤差源

跟蹤模式規(guī)格

在采樣(或跟蹤)模式下，SHA只是一個放大器，因此這種模式下的靜態(tài)和動態(tài)特性與任何其它放大器相似。(在跟蹤模式下性能下降的SHA一般僅指定保持模式下的特性。)跟蹤模式下的主要規(guī)格包括：失調、增益、非線性、帶寬、壓擺率、建立時間、失真和噪聲。然而，失真和噪聲在跟蹤模式下一般不如在保持模式下重要。

跟蹤轉保持模式規(guī)格

當SHA從跟蹤切換到保持時，由于開關的非理想特性，一般會有少量電荷釋放在保持電容上。這會導致保持模式直流失調電壓，稱為基底誤差，如圖4所示。如果SHA驅動ADC，基底誤差表現為直流失調電壓，可以通過系統校準予以消除。如果基底誤差與輸入信號電平相關，則由此產生的非線性會增加保持模式下的失真。

通過提高保持電容的值，相應地延長采集時間并降低帶寬和壓擺率，可以減小基底誤差。

從跟蹤切換到保持會產生瞬變，SHA輸出建立到額定誤差帶范圍以內所需的時間稱為保持模式建立時間。偶爾也會規(guī)定開關瞬變的峰值幅度。

圖4：跟蹤轉保持模式的基底、瞬變和建立時間誤差

在SHA的技術規(guī)格中，容易誤解、經常濫用的可能是那些包含孔徑的規(guī)格。SHA最基本的動態(tài)特性是它能夠快速斷開保持電容與輸入緩沖放大器的連接，這一動作所需的極短(但非零)時間間隔稱為孔徑時間。SHA內部時序的各種相關量如圖5所示。

圖5：說明內部時序的SHA電路

此間隔結束時保持電壓的實際值取決于輸入信號和開關操作本身引入的誤差。圖6顯示對一個任意斜率的輸入信號應用保持命令時的情況(為清楚起見，忽略采樣轉保持基底和開關瞬變)。最終保持的值是輸入信號的延遲版本，并且是開關孔徑時間范圍內的平均值，如圖6所示。該一階模型假設，保持電容上的最終電壓值約等于應用于開關的信號在開關從低阻抗變?yōu)楦咦杩沟臅r間間隔(ta)內的平均值。

圖6：SHA波形

該模型顯示，開關斷開所需的有限時間(ta)相當于在驅動SHA的采樣時鐘中引入一個小延遲。此延遲為常數，可以是正值，也可以是負值，稱它為有效孔徑延遲時間、孔徑延遲時間或孔徑延遲(te)，定義為前端緩沖器的模擬傳播延遲(tda)與開關驅動器數字延遲(tdd)的時間差加上孔徑時間的一半(ta/2)。有效孔徑延遲時間通常為正值，但如果孔徑時間的一半(ta/2)與開關數字延遲(tdd)之和小于通過輸入緩沖器的傳播延遲(tda)，則它也可以是負值。因此，孔徑延遲規(guī)格確定了輸入信號相對于采樣時鐘沿的實際采樣時間。

孔徑延遲時間可以通過如下方法來測量：對SHA應用一個雙極性正弦波信號，然后調整同步采樣時鐘延遲時間，使得SHA的輸出在保持期間為0，輸入采樣時鐘沿與輸入正弦波實際零交越點之間的相對延遲即為孔徑延遲時間，如圖7所示。

圖7：有效孔徑延遲時間

孔徑延遲不產生誤差，但會在采樣時鐘輸入或模擬輸入(取決于其符號)中起固定延遲作用。如果孔徑延遲中存在樣本間變化(孔徑抖動)，則會產生相應的電壓誤差，如圖8所示。在開關斷開的時刻，這種樣本間變化稱為孔徑不確定性或孔徑抖動，通常用均方根皮秒(ps rms)來衡量。相應輸出誤差的幅度與模擬輸入的變化速率有關。針對既定的孔徑抖動值，孔徑抖動誤差隨著輸入dv/dt提高而提高。

圖8：孔徑或采樣時鐘抖動對SHA輸出的影響

測量SHA的孔徑抖動誤差需要無抖動的采樣時鐘和模擬輸入信號源，因為這些信號上的抖動無法與SHA孔徑抖動本身區(qū)別開來，抖動的影響是相同的。事實上，系統中的最大時序抖動誤差源往往在SHA(或采樣ADC)之外，由于高噪聲或不穩(wěn)定的時鐘、信號布線不當以及沒有采用良好的接地和去耦技術而導致。SHA孔徑抖動一般小于50 ps rms，高速器件則小于5 ps rms。關于測量ADC孔徑抖動的詳細說明，請參閱參考文獻11的第5章。

圖9顯示了總采樣時鐘抖動對數據采樣系統信噪比(SNR)的影響?？偩礁秳佑啥鄠€部分組成，實際SHA孔徑抖動常常是最不重要的一個部分。

圖9：采樣時鐘抖動對SNR的影響

保持模式規(guī)格

在保持模式下，保持電容、開關和輸出放大器的缺陷會引起誤差。如果有漏電流流入或流出保持電容，電容會緩慢充電或放電，其電壓將發(fā)生圖10所示的變化，這種效應稱為SHA輸出電壓下降，用V/μs表示。壓降可能由污穢PC板的泄漏(使用外部電容時)或易泄漏的電容引起，但最常見的原因是半導體開關的漏電流和輸出緩沖放大器的偏置電流。可以接受的壓降值是：在它驅動的ADC轉換期間，SHA的輸出變化幅度不超過? LSB;但該值高度依賴于ADC架構。如果壓降是由反偏結(CMOS開關或FET放大器柵極)的漏電流引起，則芯片溫度每升高10°C，它就會提高一倍，這意味著從+25°C到+125°C，壓降會提高1000倍。

通過提高保持電容的值可以降低壓降，但這也會延長采集時間并降低跟蹤模式下的帶寬。在作為ADC一部分的現代IC采樣保持電路中，常常利用差分技術來減小壓降效應。

圖10：保持模式壓降

當SHA使用小保持電容時，即使很小的漏電流也可能引起嚴重的壓降。PCB的漏電流可以通過巧妙地使用保護環(huán)而最小化。保護環(huán)是一個由導體構成的環(huán)，它包圍一個敏感節(jié)點并處于等電位。由于其間沒有電壓，因此不會有漏電流流動。在同相應用中，如圖11所示，必須將保護環(huán)驅動到正確的電位，但虛地上的保護環(huán)可以處于實際的地電位(圖12)。PCB材料的表面電阻遠低于其體電阻，因此PCB兩端必須都放上保護環(huán);在多層板上，所有層都應當有保護環(huán)。

圖11：用與保持電容相同的電壓驅動防護罩以降低電路板泄漏

圖12：在虛地SHA設計上使用防護罩

SHA保持電容的泄漏必須很低，但還有一個特性也同樣重要，這就是“低電介質吸收”。如果一個電容充電、放電然后開路，它會恢復一些電荷，如圖13所示。這種現象稱為“電介質吸收”，它會導致上一個樣本的殘余部分污染新樣本，并且可能引入數十甚至數百mV的隨機誤差，因此可能會使SHA的性能嚴重降低。

圖13：電介質吸收

不同的電容材料具有不同的電介質吸收量，電介質電容最糟糕(泄漏也很高)，某些高K陶瓷電容也很差，但云母、聚苯乙烯和聚丙烯電容一般較好。遺憾的是，產品批次不同，電介質吸收也會有所不同，有時連聚苯乙烯和聚丙烯電容也可能受批次影響。因此，購買用于SHA應用的電容時，增加30-50%的預算是明智的，并且應當購買制造商保證它具有低電介質吸收的器件，而不是購買一般認為它具有這種特性的某類電容。

SHA的雜散電容可能會讓少量交流輸入在保持期間耦合到輸出，這種效應稱為饋通，取決于輸入頻率和幅度。如果饋通到SHA輸出的信號幅度大于? LSB，ADC就會發(fā)生轉換錯誤。

許多SHA中，失真僅在跟蹤模式下規(guī)定。跟蹤模式失真常常遠優(yōu)于保持模式失真。跟蹤模式失真不包括開關網絡引起的非線性，當驅動ADC時，可能無法反映SHA的性能?，F代SHA，特別是高速SHA，通常規(guī)定兩種模式下的失真。跟蹤模式失真可以利用模擬頻譜分析儀測量，但保持模式失真應當利用圖14所示的數字技術進行測量。將一個頻譜純凈的正弦波應用于SHA，一個低失真高速ADC在保持時間快要結束時對SHA輸出進行數字化。然后對ADC輸出執(zhí)行FFT分析，并計算失真成分。

圖14：測量保持模式失真

在跟蹤模式下，SHA噪聲的規(guī)定和測量與放大器相似。峰峰值保持模式噪聲利用示波器測量，然后除以6.6轉換成均方根值。保持模式噪聲可以用頻譜密度(nV/√Hz)來表示，或者用額定帶寬內的均方根值來表示。除非另有說明，保持模式噪聲必須與跟蹤模式噪聲合并以得出總輸出噪聲。有些SHA規(guī)定的是總輸出保持模式噪聲，其中包括跟蹤模式噪聲。

保持轉跟蹤模式規(guī)格

當SHA從保持切換到跟蹤時，它必須重新獲取輸入信號(輸入信號在保持模式期間可能已經發(fā)生滿量程躍遷)。獲取時間是指SHA從保持切換到跟蹤時，重新獲取信號并達到目標精度所需的時間間隔。該時間間隔開始于采樣時鐘沿的50%點，結束于SHA輸出電壓落在額定誤差帶以內時(通常規(guī)定0.1%和0.01%時間)。某些SHA還規(guī)定相對于保持電容電壓的獲取時間，而忽略輸出緩沖器的延遲和建立時間。保持電容獲取時間規(guī)格適用于高速應用，在這種應用中，必須為保持模式分配可能的最長時間。當然，輸出緩沖器建立時間必須顯著小于保持時間。

獲取時間可以利用現代數字采樣示波器(DSO)或數字熒光示波器(DPO)直接測量，這些示波器對大過驅不敏感。

SHA架構

像運算放大器一樣，SHA架構有許多種，我們將討論最常見的幾種架構。最簡單的SHA結構如圖15所示。輸入信號由放大器緩沖，然后施加于開關。輸入緩沖器可以是開環(huán)或閉環(huán)，可以提供或不提供增益。開關可以是CMOS、FET或雙極性(使用二極管或晶體管)，由開關驅動器電路控制。保持電容上的信號由輸出放大器緩沖。有時將這種架構稱為開環(huán)架構，因為開關不在反饋環(huán)路之內。注意，全部信號電壓均施加于開關，因此它必須具有出色的共模特性。

圖15：開環(huán)SHA架構

圖16顯示了這種架構的一個實現方案，其中開關使用簡單的二極管橋。在跟蹤模式下，電流流經二極管橋D1、D2、D3和D4。對于快速壓擺的輸入信號，保持電容通過電流I充電和放電。因此，保持電容的最大壓擺率等于I/CH。使電橋驅動電流反向會導致電橋反向偏置，從而將電路置于保持模式。利用保持輸出信號自舉關閉脈沖可以使共模失真誤差最小，這對于該電路至關重要。反偏電橋電壓等于D5和D6的正向壓降加上串聯電阻R1和R2上的壓降。該電路速度非?？?，特別是如果輸入和輸出緩沖器為開環(huán)跟隨器，并且二極管為肖特基二極管。關閉脈沖可以利用高頻脈沖變壓器或電流開關產生，如圖17所示。該電路可以在任何采樣速率下使用，因為二極管開關脈沖直接耦合到電橋。自上世紀60年代中期起，這種電路的不同形式就已用于高速PC板、模塊式、混合和IC SHA。

圖16：使用二極管橋開關的開環(huán)SHA

圖17：開環(huán)SHA實現方案

圖18所示的SHA電路是經典的閉環(huán)設計，已被許多CMOS采樣ADC采用。由于開關始終在虛地工作，因此開關上不存在共模信號。

圖18：基于反相積分器的閉環(huán)SHA，在求和點切換

開關S2是必需的，用以保持恒定的輸入阻抗，防止輸入信號在保持期間耦合到輸出端。在跟蹤模式下，SHA的傳遞特性由運算放大器決定，開關不會引入直流誤差，因為開關位于反饋環(huán)路之內。利用圖19所示的差分開關技術，可以將電荷注入的影響降至最小。

圖19：差分開關減少電荷注入

IC ADC的內置SHA電路

CMOS ADC由于低功耗和低成本而頗受歡迎。使用差分采樣保持器的典型CMOS ADC的等效輸入電路如圖20所示。圖中開關顯示為跟蹤模式，但應注意，它們以采樣頻率斷開和閉合。16 pF電容代表開關S1和S2的有效電容以及雜散輸入電容。CS電容(4 pF)是采樣電容，CH電容是保持電容。雖然輸入電路完全是差分式，但該ADC結構既可以單端方式驅動，也可以差分方式驅動。然而，使用差分變壓器或差分運放驅動一般可以獲得最佳性能。

圖20：典型開關電容CMOS 采樣保持器的簡化輸入電路

在跟蹤模式下，差分輸入電壓施加于CS電容。當電路進入保持模式時，采樣電容上的電壓轉移到CH保持電容上，由放大器A緩沖(開關由適當的采樣時鐘相位控制)。當SHA返回跟蹤模式時，輸入源必須將CS上的電壓充電或放電到新的輸入電壓。CS的這種充電和放電動作(求一定時間內的平均值，以給定的采樣頻率fs進行)，使輸入阻抗呈現為一個有利的阻性元件。然而，如果在采樣周期(1/fs)內分析該動作，輸入阻抗將是動態(tài)的，必須考慮輸入驅動源的一些注意事項。

輸入阻抗的阻性部分可以通過計算CH從輸入驅動源獲取的平均電荷而算出?？梢钥闯?，如果在開關S1和S2打開之前讓CS完全充電至輸入電壓，那么進入輸入端的平均電流就像是在輸入端之間連接了一個等于1/(CSfS)的電阻。由于CS僅為數pF，因此當fS = 10 MSPS時，阻性部分通常大于數kΩ。

圖21顯示了1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042 采用的輸入SHA的簡化電路(參考文獻7)。 AD9042采用高速互補雙極性工藝(XFCB)制造。電路包括兩個獨立的并聯SHA，構成全差分工作方式，圖中僅顯示了一半電路。全差分工作方式可以減小下降率引起的誤差，同時還能降低二階失真。在跟蹤模式下，晶體管Q1和Q2提供單位增益緩沖。當電路被置于保持模式時，Q2的基極電壓被拉至負值，直到被二極管D1箝位。片內保持電容CH的標稱值為6 pF。Q3與CF一起提供輸出電流自舉功能，并減小Q2的VBE變化，進而降低三階信號失真。20 MHz時，跟蹤模式THD通常為–93 dB。在時域中，12位精度的滿量程獲取時間為8 ns。在保持模式下，Q3和A = 1緩沖器的電壓自舉動作與Q2的低饋通寄生效應一起，使信號相關的基底變化最小化。12位精度的保持模式建立時間為5 ns。在50 MSPS時鐘速率和20 MHz輸入信號下，保持模式THD為–90 dB。

圖21：1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042采用的SHA

圖22所示為近年推出的14位105 MSPS ADC AD6645中使用的差分SHA一半電路的原理示意圖(參考文獻9詳細描述了該ADC，包括SHA)。在跟蹤模式下，Q1、Q2、Q3和Q4形成一個互補射極跟隨器緩沖器，驅動保持電容CH。在保持模式下，Q3和Q4的基極極性反轉，箝位在低阻抗，從而關閉Q1、Q2、Q3和Q4，導致輸入端信號與保持電容之間產生雙重隔離。如前所述，箝位電壓由保持輸出電壓自舉，以便最大程度地減小非線性效應。

跟蹤模式線性度主要取決于CH充電時Q3和Q4的VBE調制。保持模式線性度取決于跟蹤模式線性度和跟蹤轉保持時的非線性誤差，引起該非線性誤差的原因是Q3和Q4的基極電壓切換不平衡，以及由此導致的Q3和Q4關閉時通過其基極-射極結注入的電荷不平衡。

圖22：2000年推出的14位105 MSPS ADC AD6645采用的SHA

SHA應用

目前來說，SHA的最大應用是驅動ADC。大多數用于信號處理的現代ADC都是采樣ADC，內置針對轉換器設計而優(yōu)化的SHA。采樣ADC的直流和交流性能均是完全明確的，只要有可能，就應當取代分立式SHA/ADC組合。僅在極少的情況下，特別是那些要求寬動態(tài)范圍和低失真的應用，使用分立組合可能是有利的。

圖23顯示了一個類似的應用，它利用低失真SHA來降低代碼相關DAC毛刺的影響。就在要將新數據鎖存至DAC之前，將SHA置于保持模式，從而將DAC開關毛刺與輸出隔離。SHA產生的開關瞬變與代碼無關，并且以更新頻率出現，因此很容易予以濾除。這種技術在低頻時可能有用，可以改善DAC的失真性能，但對于專門為DDS應用而設計、更新速率為數百MHz的高速低毛刺低失真DAC，價值則不大。

圖23：SHA用作DAC限變器

在同步采樣系統中，與每通道使用一個ADC的方案相比，使用多個SHA、一個模擬多路復用器和單個ADC的方案往往更具經濟性(圖24)。同樣，在數據分配系統中，可以使用多個SHA將單個DAC的順序輸出路由到多個通道，如圖25所示，但這種做法不太普遍，因為使用多個DAC的方案通常更好。

圖24：使用多個 SHA和單個ADC的同步采樣

圖25：使用多個SHA和單個DAC的數據分配系統

SHA的最后一個應用如圖26所示：在一個數據采樣系統中，多個SHA級聯起來以產生模擬延遲。在SHA 1的保持間隔時間快要結束之前，SHA 2被置于保持模式。因此，總流水線延遲時間大于采樣周期T。這種技術常常用于多級流水線式分級ADC中，以提供連續(xù)多級的轉換延遲。在流水線式ADC中，50%占空比的采樣時鐘很普遍，因而可以利用交替的時鐘相位來驅動流水線中的各SHA(流水線式ADC詳見教程MT-024)。

圖26：用于產生模擬流水線延遲的SHA