基于DDS幅相調(diào)制的多點(diǎn)目標(biāo)回波信號(hào)的研究

0 引言

由于DDS具有信號(hào)模式控制靈活、輸出帶寬大、頻率轉(zhuǎn)換速度快、重復(fù)性好等突出優(yōu)點(diǎn)，在現(xiàn)代雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域應(yīng)用非常廣泛。寬帶線性調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生是其在雷達(dá)系統(tǒng)中的一種典型應(yīng)用。

隨著雷達(dá)系統(tǒng)功能的日趨多功能化和復(fù)雜化，工程師在雷達(dá)系統(tǒng)調(diào)試方面面臨巨大的挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)的通用測(cè)量?jī)x器已經(jīng)滿足不了諸如SAR等復(fù)雜成像雷達(dá)系統(tǒng)的調(diào)試需求。在此背景下，回波模擬器應(yīng)運(yùn)而生，其中，寬帶線性調(diào)頻信號(hào)(LFM)體制雷達(dá)的復(fù)雜目標(biāo)回波模擬器就是一類典型應(yīng)用。

本文研究了以單片DDS器件來(lái)產(chǎn)生多點(diǎn)目標(biāo)LFM回波的方法。此方法基于DDS 的頻率掃描模式，同時(shí)利用其可輸入的相位調(diào)制和外部控制幅度調(diào)制功能。

本文在分析利用單片DDS 產(chǎn)生多目標(biāo)回波機(jī)理的同時(shí)，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，所提方法具有設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、易實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)，彌補(bǔ)了以往DDS芯片“搭積木”式多點(diǎn)目標(biāo)模擬器結(jié)構(gòu)復(fù)雜、功耗高的不足。

1 DDS 基本原理

簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，DDS的原理就是根據(jù)相位值直接查表，從而得到對(duì)應(yīng)的數(shù)字波形幅值，經(jīng)DAC 后轉(zhuǎn)變成模擬信號(hào)。DDS主要由相位累加器、波形存儲(chǔ)器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器組成。相位累加器是在頻率調(diào)諧字的作用下，實(shí)現(xiàn)相位的逐級(jí)累加;當(dāng)相位累加器產(chǎn)生一次2π溢出時(shí)，即完成一個(gè)周期性的波形產(chǎn)生。波形存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)了一個(gè)周期的波形幅度值，完成信號(hào)的相位到幅度的轉(zhuǎn)化。從理論上講，波形存儲(chǔ)器可以存儲(chǔ)周期性的任意波形。

D/A 轉(zhuǎn)換器的作用是把已合成波形的數(shù)字量轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。DDS信號(hào)產(chǎn)生過(guò)程主要包含：

(1)以頻率控制字和系統(tǒng)時(shí)鐘，產(chǎn)生量化的相位序列。此過(guò)程一般由相位累加器實(shí)現(xiàn)。

(2)從離散量化的相位序列產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的離散余弦信號(hào)幅度序列，此過(guò)程由波形存儲(chǔ)器尋址完成。

圖1 是DDS 的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖。圖中，F(xiàn)TW(FrequencyTuning Word)、POW(Phase Offset Word)、ASF(Ampli-tude Scale Factor)、fc 分別為DDS 的頻率調(diào)諧字、相位偏移字、振幅比例因子和工作時(shí)鐘頻率。相位累加器將FTW 與上一時(shí)鐘周期的相位累加，并與POW 相加。同時(shí)相位累加器的累加值反饋到相位累加器輸入端，作為下一周期的初值。然后，DDS根據(jù)累加值與POW 的和作為波形存儲(chǔ)器的地址進(jìn)行尋址，從而獲得相對(duì)應(yīng)的波形幅度值。該幅度值與幅度控制字ASF相乘后，得到最終輸出的波形幅度。該數(shù)字量經(jīng)D/A 轉(zhuǎn)換器后即可得到所需波形。

由DDS的工作過(guò)程可知，DDS每個(gè)時(shí)鐘的相位增量由相位偏移字POW 和頻率調(diào)諧字FTW 共同確定。即FTW 和POW 共同決定輸出信號(hào)的頻率。另外，還可以通過(guò)控制POW,實(shí)現(xiàn)DDS輸出相位增量的變化，從而實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制功能。再者，通過(guò)調(diào)節(jié)ASF,還可以實(shí)現(xiàn)幅度調(diào)制功能。

在DDS 芯片中，有專用的頻率掃描模式用于產(chǎn)生LFM 信號(hào)。在該工作模式下，只需設(shè)置對(duì)應(yīng)的DDS 的工作參數(shù)，DDS 芯片內(nèi)部的數(shù)字斜坡發(fā)生器(DigitalRamp Generator,DRG)就會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)調(diào)制參數(shù)，控制DDS輸出LFM信號(hào)。

而且，DDS芯片還有一種并行數(shù)據(jù)工作模式，在該工作模式下，控制參數(shù)直接由多位并行數(shù)據(jù)端口輸入，方便用戶控制輸出信號(hào)的調(diào)制信息。但是在此模式下，并行端口數(shù)據(jù)的時(shí)鐘頻率較DDS的系統(tǒng)工作時(shí)鐘低得多。另外，還可以通過(guò)設(shè)置DDS內(nèi)部的ASF寄存器和外部控制管腳OSK 實(shí)現(xiàn)幅度調(diào)制功能。頻率掃描模式、并行數(shù)據(jù)工作模式和幅度調(diào)制功能可以同時(shí)工作，這為產(chǎn)生復(fù)雜信號(hào)提供了可能。

2 多點(diǎn)目標(biāo)LFM 回波產(chǎn)生方法

2.1 多點(diǎn)目標(biāo)LFM回波特征

單脈沖線性調(diào)頻脈沖信號(hào)的歸一化復(fù)數(shù)表達(dá)式可寫(xiě)成：

式中：T 為脈沖寬度;f0 為載波頻率;K = B T 為調(diào)頻斜率，B 為信號(hào)帶寬，rect(t T ) 為矩形脈沖信號(hào)，表達(dá)式為：

的點(diǎn)頻信號(hào)的疊加;即由式(7)可知：多目標(biāo)回波是在原有線性調(diào)頻信號(hào)的基礎(chǔ)上，疊加了N 個(gè)點(diǎn)頻信號(hào)的相位調(diào)制信息，并且該部分的信號(hào)帶寬受各個(gè)目標(biāo)間的相對(duì)時(shí)延值的制約，當(dāng)Δti 之間的差值較小時(shí)，該相位調(diào)制部分是一個(gè)窄帶信號(hào)。

本文主要討論多點(diǎn)目標(biāo)回波間有脈內(nèi)重疊的情況，即目標(biāo)之間相對(duì)延時(shí)較小， 所以分量為低頻、窄帶信號(hào)。因此，此分量的調(diào)制信息能以很小的采樣率采樣并無(wú)失真的恢復(fù)，將此分量的采樣數(shù)據(jù)調(diào)制到LFM 信號(hào)上即可得到多目標(biāo)回波。

2.2 多目標(biāo)回波DDS產(chǎn)生方法

由上一節(jié)的分析可知：多目標(biāo)的LFM 回波可以表示為一個(gè)LFM信號(hào)被一個(gè)窄帶信號(hào)所調(diào)制的形式。這樣，可以結(jié)合DDS 的特點(diǎn)，以DDS 頻率掃描模式產(chǎn)生sΣ(t) 中線性調(diào)頻信號(hào)，并控制POW,以并行數(shù)據(jù)端口模式形成窄帶相位調(diào)制信號(hào)，并以幅度調(diào)制功能去除多余時(shí)間段上的信號(hào)，從而形成多目標(biāo)LFM回波。但是，針對(duì)多目標(biāo)回波，相位調(diào)制端口的更新率要求較為復(fù)雜。

這是由于式(7)中，相位調(diào)制項(xiàng)與線性調(diào)頻項(xiàng)是相乘的關(guān)系。因此較難在理論上確定該端口所需的更新率。

但可以采用計(jì)算機(jī)仿真的手段，予以分析。本文即通過(guò)仿真論證來(lái)選取合適的端口更新率的。此外，調(diào)制信息的量化精度也會(huì)影響多目標(biāo)回波產(chǎn)生的性能。較高的位寬當(dāng)然可以改善所產(chǎn)生信號(hào)的性能，但是卻對(duì)DDS的內(nèi)部存貯量提出了更高的要求。對(duì)此，本文也采用仿真驗(yàn)證的方式，選擇合適的量化位數(shù)。

綜上所述，基于單片DDS 產(chǎn)生多點(diǎn)目標(biāo)回波的具體流程如下：

(1)在一定采樣率下，利用Matlab計(jì)算給定數(shù)目和延時(shí)的多目標(biāo)回波，并對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行歸一化;

(2)提取回波信號(hào)的相位信息。將回波信號(hào)的相位與原LFM 信號(hào)的相位相減、求模即可得到相位調(diào)制序列;

(3)將相位調(diào)制序列降采樣至并行端口模式的時(shí)鐘速率，并進(jìn)行量化，形成并行數(shù)據(jù)端口輸入的POW數(shù)據(jù);

(4)設(shè)置DDS工作在所需參數(shù)的頻率掃描模式，并將量化后的幅度、相位序列等信息輸入給DDS,對(duì)DDS的輸出信號(hào)進(jìn)行低通濾波處理。

2.3 仿真驗(yàn)證

本節(jié)將從仿真的角度驗(yàn)證上述方法的可行性。此外，通過(guò)仿真分析POW 的時(shí)鐘速率和數(shù)據(jù)相位量化位數(shù)對(duì)信號(hào)模擬性能的影響，以選擇合適的并行端口時(shí)鐘速率和相位量化位數(shù)。

首先，驗(yàn)證方法的可行性。仿真中采用的信號(hào)形式為中心頻率f0 =60 MHz,帶寬B =20 MHz,時(shí)寬T =4 μs的LFM 信號(hào)，采樣頻率為1 000 MHz,POW 時(shí)鐘速率fPOW =125 MHz,相位量化Q 位數(shù)為8 b,三點(diǎn)目標(biāo)相對(duì)于發(fā)射信號(hào)的時(shí)延為1 μs,4 3 μs,2 μs.

基于2.2節(jié)中描述的過(guò)程，將得到的量化后的相位序列，插值到采樣率為1 000 MHz的相位序列;然后，將其與起始頻率為50 MHz,調(diào)頻率為5 × 1012 s-2 的線性調(diào)頻信號(hào)的相位序列求和，取模值，得到輸出信號(hào)的相位序列。最后，以相位序列和幅度序列合成余弦信號(hào)序列，并進(jìn)行低通濾波處理，得到形成仿真回波。[!--empirenews.page--]

同時(shí)，采用Matlab分別計(jì)算這三點(diǎn)目標(biāo)回波并疊加(采樣頻率為1 000 MHz)，形成了理想的回波信號(hào)。

圖2 就是這兩組回波--理想回波與仿真回波的脈壓結(jié)果的比較圖。

在圖2 中，實(shí)線、點(diǎn)線分別表示理想回波和仿真回波的脈沖壓縮結(jié)果?？梢钥闯?，兩組回波的脈沖壓縮結(jié)果在回波目標(biāo)位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面一致性很好。良好的一致性說(shuō)明了在滿足采樣定律的情況下，可以通過(guò)不同的采樣頻率分別將兩部分：線性調(diào)頻信號(hào)部分和相位調(diào)制部分分別采樣，而其脈壓結(jié)果不會(huì)受到影響。這進(jìn)一步驗(yàn)證了本文所提出的：以DDS 的頻率掃描模式產(chǎn)生回波中LFM 部分，以并行數(shù)據(jù)端口模式輸入相位調(diào)制信息產(chǎn)生多個(gè)點(diǎn)目標(biāo)回波方法的有效性。

下面仿真研究不同POW更新速率對(duì)模擬結(jié)果的影響。其他仿真條件不變，POW更新速率分別取125 MHz(點(diǎn)線表示)和62.5 MHz(‘+’表示)。將這兩組數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果與理想回波的進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖3所示。

由圖3可知，三組回波的脈沖壓縮結(jié)果在3個(gè)點(diǎn)目標(biāo)回波的位置和幅度、主瓣寬度、峰值旁瓣比等方面基本一致。由此可知，在滿足采樣定律的情況下POW 更新速率的提高對(duì)信號(hào)的仿真結(jié)果無(wú)較大影響;同時(shí)也間接說(shuō)明此方法中對(duì)疊加的N 個(gè)單頻信號(hào)的調(diào)制信息能以很小的采樣率采樣并無(wú)失真的恢復(fù)?？梢赃@么理解，多點(diǎn)目標(biāo)回波信號(hào)的高頻變化部分由DDS的頻率掃描模式實(shí)現(xiàn)，其采樣是基于相位量化機(jī)理來(lái)實(shí)現(xiàn)的;而附加的幅相調(diào)制信息帶寬較小，所需的采樣率(POW更新率)可以較低。

下面仿真研究數(shù)據(jù)量化位數(shù)對(duì)此方法性能的影響。其余仿真條件不變，POW 更新速率取為125 MHz,將數(shù)據(jù)量化位數(shù)分別取為4 b(點(diǎn)線表示)和8 b(‘+’表示)的脈沖壓縮結(jié)果與理想回波(連續(xù)曲線表示)的進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖4所示。

由圖4可以看出，三組信號(hào)的脈壓結(jié)果在目標(biāo)位置和幅度方面基本一致;而在目標(biāo)副瓣方面，數(shù)據(jù)量化位數(shù)為8 b的仿真數(shù)據(jù)的脈壓結(jié)果和理想回波的基本一致，而數(shù)據(jù)量化位數(shù)為4 b的與理想回波的有較大差距。由此得出結(jié)論，數(shù)據(jù)量化位數(shù)會(huì)嚴(yán)重影響此方法性能。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在仿真驗(yàn)證的基礎(chǔ)上，本文進(jìn)一步通過(guò)實(shí)測(cè)驗(yàn)證此方法的實(shí)際性能。本實(shí)驗(yàn)中，選用DDS 芯片為ANA-LOG DEVICES公司的AD9910,該芯片的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍可達(dá)80 dBc,相位噪聲達(dá)到140 dBc/Hz,工作時(shí)鐘頻率可以達(dá)到1 000 MHz,頻率分辨率可達(dá)到0.23 Hz,輸出信號(hào)頻率最高400 MHz,有4種工作模式，可以滿足實(shí)驗(yàn)的需要，外部輸入的POW的速率[10]最大為250 MHz.

在實(shí)驗(yàn)中，基本信號(hào)形式為載頻60 MHz、帶寬20 MHz、時(shí)寬4 μs、采樣率125 MHz、相位量化精度8 b的LFM信號(hào)。仿真3個(gè)點(diǎn)目標(biāo)回波，其時(shí)延分別為0 μs,0.333 6 μs,0.533 6 μs(為簡(jiǎn)化實(shí)驗(yàn)，又不影響實(shí)驗(yàn)結(jié)果，將目標(biāo)回波的起始位置作為回波信號(hào)的零點(diǎn))。實(shí)驗(yàn)開(kāi)始時(shí)，首先將經(jīng)量化后的幅度數(shù)據(jù)和相位序列作為原始數(shù)據(jù)輸入給AD9910芯片，并設(shè)置其頻率掃描模式的相關(guān)參數(shù)，使AD9910按文中所提的方法產(chǎn)生輸出信號(hào)。然后，用示波器記錄AD9910 輸出的波形數(shù)據(jù)(采樣率1.25 GHz)。最后將AD9910輸出的多目標(biāo)回波數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)脈沖壓縮的結(jié)果同理想仿真數(shù)據(jù)的做比較，實(shí)驗(yàn)所得結(jié)果如圖5所示。

從圖5中可知，3個(gè)點(diǎn)目標(biāo)回波仿真數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果和實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的脈沖壓縮結(jié)果在位置和幅度上基本保持一致，尤其在PSLR大于30 dB的區(qū)域，兩者具有良好的一致性。然而，從圖中也能看出，在PSLR 小于30 dB的區(qū)域，兩者吻合程度并不好。實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)往往具有較高的副瓣電平，這是由實(shí)際測(cè)試系統(tǒng)中的一些不理想因素造成的。但是，對(duì)于實(shí)際雷達(dá)調(diào)試而言，基本可以滿足使用要求。由此得到結(jié)論，本文提出的多目標(biāo)回波仿真方法在一定誤差范圍內(nèi)能很好地模擬原始信號(hào)，且性能優(yōu)良。

4 結(jié)論

本文針對(duì)線性調(diào)頻脈沖體制信號(hào)，分析了多目標(biāo)回波信號(hào)的幅度和相位特性，并提出一種基于DDS 的頻率掃描模式產(chǎn)生LFM 信號(hào)，并通過(guò)幅相調(diào)制引入多目標(biāo)的幅度和相位信息的回波產(chǎn)生方法。仿真結(jié)果表明，此方法產(chǎn)生回波的脈沖壓縮結(jié)果和理想結(jié)果基本一致，有很好的目標(biāo)檢測(cè)性能;說(shuō)明此方法能夠很好地模擬LFM 的多目標(biāo)回波信號(hào)。同時(shí)，經(jīng)過(guò)實(shí)測(cè)驗(yàn)證，本文提出的方法不僅能很好地完成預(yù)想功能，而且具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，功耗低等優(yōu)勢(shì)，應(yīng)用前景廣闊。