一種微帶寬帶和差波束形成網(wǎng)絡設計

　　引言

　　雷達單脈沖測角系統(tǒng)中的和差網(wǎng)絡是形成和差波束的關鍵部件。常見微帶形式的和差網(wǎng)絡有帶狀線、矩形同軸線及多層微帶形式等。而單層微帶形式實現(xiàn)的和差網(wǎng)絡則在結構和加工制造及集成等方面具有優(yōu)勢。微帶形式的和差網(wǎng)絡可以用1.5 混合環(huán)混合環(huán)，混合環(huán)由于和口和差口被3dB輸出口分開而不便于平面布線。本文提出的微帶三分支定向耦合器加改進后的90度schiffman移相器實現(xiàn)單層微帶和差網(wǎng)絡。

　　2 三分支定向耦合器的優(yōu)化設計

　　常見的分支線定向耦合器由兩根平行傳輸線組成，通過分支線實現(xiàn)耦合，分支線的長度為中心工作頻率導波長的四分之一。通常兩分支耦合器的帶寬較窄影響其使用，超過三分支的耦合器由于阻抗懸殊太大而不易實現(xiàn)，常見三分支定向耦合器如圖1所示。3dB耦合時通常分支線G的阻抗較大，線寬較窄，不易實現(xiàn)。本文為了實現(xiàn)更好帶內(nèi)特性及降低分支線G的阻抗值，將該分支線耦合器改進為圖2。各節(jié)的長度均取工作中心頻率導波長的四分之一。此時G值減小，且工作帶寬內(nèi)耦合器特性有明顯改善。

　　圖1 三分支定向耦合器

　　圖2 改進后的三分支定向耦合器

　　分支電橋有兩結構對稱面，我們選擇輸入口與隔離口之間的對稱面進行奇偶模分析。奇模時，對稱面為電壁，被對稱面分開的傳輸線處等效為短路。相反偶模時等效為開路。利用A矩陣進行級聯(lián)計算，再轉化為S參數(shù)，得到奇偶模時的反射系數(shù)(

)和傳輸系數(shù)(

)。則最終電橋的S參數(shù)為：

(1)

　　改進后的三分支耦合器需要確定的參數(shù)有：G,K,H,H1等各段的阻抗值,本文采用粒子群優(yōu)化算法[3，4]優(yōu)化這四個參數(shù)。目標函數(shù)是要求帶內(nèi)端口反射系數(shù)及直通與耦合臂輸出差別最小。工作相對帶寬取40%，輸入輸出為50歐姆。最終優(yōu)化的各段特性阻抗為：G=75.08歐姆,K=27.13歐姆,H=23.25歐姆，H1=40.68歐姆。帶內(nèi)反射系數(shù)小于-25dB，耦合臂與直通臂帶內(nèi)差不超過0.63dB。

　　3 改進的90度微帶移相器設計

　　我們知道schiffman移相器是利用U形彎耦合線引入附加相移，schiffman移相器因耦合線間距太近而難以實現(xiàn)，尤其單層微帶實現(xiàn)強耦合很困難，因此限制了其使用。本文設計的移相器是schiffman移相器的改進。通過奇偶模分析法可得U形彎耦合線相移 與其平行線電長度 的關系式如式(2)，改變線的耦合系數(shù)K，可改變該附加相移。因此可實現(xiàn)90度移相。實現(xiàn)相移與耦合度關系曲線如圖3。

(2)

(3)

　　圖3 相移與耦合度關系曲線

　　由圖可知，當耦合度為-3dB時，可實現(xiàn)90度移相。因平面微帶線實現(xiàn)3dB耦合很困難，而當耦合度為大約為-10dB時，可實現(xiàn)30度移相。而當耦合度為-12.3dB時，可實現(xiàn)22.5度移相?？紤]到M形走線可相當于三個U形耦合結構，因此采用M形耦合(相鄰耦合度為10dB)可實現(xiàn)寬帶90度耦合。如圖4所示。經(jīng)HFSS仿真軟件仿真，40%帶寬內(nèi)相對于長為1.25 的傳輸線可實現(xiàn)移相90°±1°。 [!--empirenews.page--]

　　圖4 改進后的schiffman移相器 最終單層微帶和差網(wǎng)絡內(nèi)部電路圖如圖5所示，其中端口1為差口，端口2為和口。利用HFSS仿真優(yōu)化設計，圖6為其端口反射系數(shù)，圖7為直通及耦合度，圖8為其和通道相差及差通道相差，圖9為其和差口間的隔離度。

　　圖5 和差網(wǎng)絡內(nèi)部電路

　　圖6 各端口駐波

　　圖7 直通及耦合度

　　圖8 和通道相差與差通道相差

　　圖9 和差口間的隔離度

　　4 結論

　　本文提出了一種新穎的單層微帶寬帶和差波束形成網(wǎng)絡的設計方法，改進的微帶三分支電橋提高了帶內(nèi)性能且降低了工藝加工難度，移相器是對schiffman移相器進行了改進設計，實現(xiàn)了微帶形式的schiffman移相器，且降低了對微帶線間距的工藝要求。利用HFSS仿真設計了一帶寬達40%的和差波束形成網(wǎng)絡，驗證了方法的有效性。