電流模式控制倍流整流器ZVS PWM全橋DC-DC變換器的研究

1、引言
傳統(tǒng)的PWM DC/DC 移相全橋零電壓軟開(kāi)關(guān)（ZVS）變換器利用變壓器的漏感或/和原邊串聯(lián)電感和開(kāi)關(guān)管的外接或/和寄生電容之間的諧振來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)，由于超前橋臂和滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)ZVS的條件不盡相同，導(dǎo)致了滯后橋臂實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)ZVS的難度比超前橋臂要大得多；輸出整流二極管換流時(shí)關(guān)斷的二極管反向恢復(fù)會(huì)引起次級(jí)較大的電壓尖峰；并且還存在較為嚴(yán)重的副邊占空比丟失的情況。為了解決這些問(wèn)題，以下提出了一種改進(jìn)型的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2、改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路
改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路結(jié)構(gòu)和各點(diǎn)波形對(duì)照如下圖2-1(a)和(b)所示：

容易看出改進(jìn)型的電路拓?fù)渑c基本型電路的主要差別在于副邊整流電路，該整流電路被稱(chēng)為倍流整流器（Current-Doubler Rectifier，CDR），是目前應(yīng)用的熱點(diǎn)之一。下面首先介紹一下該整流電路。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數(shù)量少一半。所以說(shuō)，倍流整流器是結(jié)合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的新型整流器。當(dāng)然，倍流整流器要多使用一個(gè)輸出小濾波電感。但此電感的工作頻率及輸送電流均比全波整流器的要小一半，因此可做得較小，另外雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。

以下我們來(lái)研究一下改變整流電路后變換器主電路的工作狀況有什么不同。

由于電路工作狀態(tài)在一個(gè)周期內(nèi)可以分為兩個(gè)完全一樣的過(guò)程，所以以下僅僅分析半個(gè)周期的情況，而這半個(gè)周期又可分為以下三種開(kāi)關(guān)模態(tài)（對(duì)照上圖2-1所示）。

(1). 開(kāi)關(guān)模態(tài) 1： t₀ < t < t₁ 其中t1=DT_s/2

此時(shí)Q₁和Q₄同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊電感L₁和整流管D_S2 導(dǎo)通, 原邊能量向負(fù)載端傳遞。此模態(tài)的等效電路如下圖2-2：

其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線電壓，I₁和I₂分別是電感L₁和 L₂電流（L₁=L₂=L_s），此時(shí)有如下等式成立：

當(dāng)Q₄關(guān)斷時(shí)該模態(tài)過(guò)程結(jié)束。

(2).開(kāi)關(guān)模態(tài) 2 ： t₁ < t < t₂ 其中t₂≤T_s/2

在t₁時(shí)刻關(guān)斷Q₄ ,此時(shí)副邊電感L₁中儲(chǔ)存的能量給Q₄電容（或并聯(lián)電容）充電同時(shí)將Q₃兩端電容電荷放掉。為了實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，Q₄關(guān)斷和Q₃開(kāi)通之間至少要存在一死區(qū)時(shí)間Δt₁, 使得在Q₃開(kāi)通前D₃首先導(dǎo)通，且有等式：

成立。其中C_eff 是開(kāi)關(guān)管漏源兩端等效電容，I_p1為 t₁時(shí)刻變壓器原邊流過(guò)電流。當(dāng)D₃導(dǎo)通后，變壓器副邊兩個(gè)二極管D_S1 和D_S2同時(shí)導(dǎo)通，電路工作在續(xù)流狀態(tài)。此時(shí)等效電路如下圖2-3所示：

此時(shí)有如下電路方程成立：

其中D為脈沖占空比，f_S為電路工作頻率，L'_ik為主邊變壓器漏感（或與外接電感的串聯(lián)值），r_t是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時(shí)間常數(shù)，V_fp是反并聯(lián)二極管導(dǎo)通壓降。

(3). 開(kāi)關(guān)模態(tài)3： t₂ < t < t₃ 其中t₃=T_s/2

處于該模態(tài)時(shí)，電路原邊導(dǎo)通情況與以上的模態(tài)2一致。此時(shí)由于換流過(guò)程結(jié)束，D_S2關(guān)斷。所以等效電路如下圖2-4所示：

此時(shí)有電路方程如下：

[!--empirenews.page--]注意這時(shí)I₁,I₂與模態(tài)2相同，但是D_S1中將流過(guò)全部的負(fù)載電流。當(dāng)Q₁關(guān)斷時(shí)該模態(tài)結(jié)束。此時(shí)副邊電感L₂中儲(chǔ)存的能量同時(shí)給開(kāi)關(guān)管Q₁和Q₂ 漏源端電容充電和放電。

Q₁關(guān)斷后，D₂ 和D₃將導(dǎo)通，這時(shí)候就可以給Q₂和Q₃以開(kāi)通觸發(fā)信號(hào)了，當(dāng)電流反向后，Q₂，Q₃導(dǎo)通，能量再次從原邊傳遞到副邊，于是Q₂，Q₃都是零電壓開(kāi)通。

由于對(duì)稱(chēng)性，剩下的半個(gè)周期的工作狀況與以上完全相同。

由此可以得到負(fù)載端輸出電壓：

注意它與一般的全波整流電路之間的1/2倍的關(guān)系。

由工作原理可以得到如下結(jié)論：

(1). 超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管的ZVS都利用了次級(jí)輸出濾波電感的能量來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此串聯(lián)在原邊的電感值可以大大減小（甚至可以不需要串聯(lián)電感，只用變壓器的原邊漏感）。

(2). 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)時(shí)能量由副邊電感和原邊電感共同提供，因此可以在較寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS。

(3). 超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)ZVS的條件沒(méi)有基本型電路苛刻，并且由于副邊電感的影響，它們之間的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件的差異較之基本型電路大大減小。

3、變換器控制電路設(shè)計(jì)

該控制系統(tǒng)通過(guò)采集原邊母線電流、副邊側(cè)輸出電壓來(lái)構(gòu)成兩個(gè)控制閉環(huán)：電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)，原理框圖如下圖3-1所示。UCC3895是美國(guó)TI公司生產(chǎn)的一種高性能電流/電壓移相PWM控制器。它是UC3875(79)的改進(jìn)型；它最適合于移相全橋電路，同時(shí)配合零電壓開(kāi)關(guān)工作以實(shí)現(xiàn)在高頻時(shí)的局部軟開(kāi)關(guān)性能。它除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改進(jìn)是增加了自適應(yīng)死區(qū)設(shè)置，以適應(yīng)負(fù)載變化時(shí)不同的準(zhǔn)諧振軟開(kāi)關(guān)要求。同時(shí)由于它采用了BCDMOS工藝，使得它的功耗更小，工作頻率更高。

從原理框圖可以清楚的看出：原邊母線電流通過(guò)電流互感器隔離采集得到，該信號(hào)再通過(guò)濾波以及斜坡補(bǔ)償電路后得到電流控制信號(hào)；而輸出電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)TL431調(diào)節(jié)后經(jīng)過(guò)光耦隔離，再與設(shè)定電壓參考值比較得到電壓控制信號(hào)。電流和電壓控制信號(hào)輸入移相PWM控制器UCC3895后經(jīng)由芯片內(nèi)部比較器以及脈沖產(chǎn)生電路得到四路PWM控制信號(hào),但是有一點(diǎn)必須注意，那就是UCC3895的驅(qū)動(dòng)能力很弱，所以必須將這些控制信號(hào)加以功率放大并隔離，然后才能驅(qū)動(dòng)主電路的兩個(gè)橋臂中的開(kāi)關(guān)管。其中，采用母線電流的好處是它能反映同一橋臂上下開(kāi)關(guān)管的貫通情況，從而為開(kāi)關(guān)管的保護(hù)電路提供一定的依據(jù)。另外，該方案成功與否的關(guān)鍵就是斜坡補(bǔ)償電路以及隔離驅(qū)動(dòng)電路

4、實(shí)用電路分析

圖4-1所示為實(shí)際采用的主電路圖，其中濾波和EMI部分主要簡(jiǎn)單考慮了串模和共模干擾的處理。整流橋最大流過(guò)電流10A，并加一保險(xiǎn)絲防止大的事故出現(xiàn)。R₁和R₂組成直流母線電壓檢測(cè)分壓器，得到的電壓信號(hào)經(jīng)過(guò)控制和邏輯電路后，一路直接給母線軟起動(dòng)電路的固體繼電器SSR，另外一路給控制芯片的軟起動(dòng)控制電路SS（Soft Start）部分來(lái)控制UCC3895的軟起動(dòng)，并且這兩路軟起動(dòng)之間的延遲時(shí)間是可通過(guò)電路參數(shù)調(diào)節(jié)的。C₅和C₆都是電解電容，其值2200uF。CS是母線電流互感器，通過(guò)檢測(cè)母線電流信號(hào)，再與芯片內(nèi)部振蕩器輸出的Ct端電壓信號(hào)通過(guò)一定比例的疊加，可以得到斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏餍盘?hào)；同時(shí)該電流檢測(cè)電路還能起到逐個(gè)脈沖（Pulse by Pulse）的過(guò)流保護(hù)功能，并可以防止同一橋臂上下管同時(shí)導(dǎo)通。C_h是高頻無(wú)感電容，大小為0.033uF, 由于電路的工作頻率較高，所以在電路的設(shè)計(jì)中將它盡可能的靠近電流互感器和地連接。Q₁－Q₄ 為主開(kāi)關(guān)管，圖中其并聯(lián)二極管是其內(nèi)部等效表示，電容可以是外接電容。Ls是諧振電感，其值10uH，Tr是主變壓器，變比為1:1, D_S1,D_S2, L_f1, L_f2組成倍流整流器的副邊。C₇, C₈是電解電容，它們的大小皆為2200uF, C₉為高頻無(wú)感電容大小為1uF 。

250V直流電壓輸入時(shí)(其中負(fù)載電阻為10.7Ω，電路工作頻率均為100KHz。)：軟開(kāi)捅時(shí)開(kāi)關(guān)管G、E兩端電壓（波形1）和C、E兩端電壓（波形2）波形

由以上兩圖(a)和(b)可以看出：在開(kāi)關(guān)管C、E兩端電壓降為零（反并聯(lián)二極管在此之前導(dǎo)通）之后100-200ns柵極驅(qū)動(dòng)電壓才上升到柵平臺(tái)值（6V左右），此時(shí)開(kāi)關(guān)管才開(kāi)始導(dǎo)通，所以它們是零電壓開(kāi)通的。同時(shí)注意：超前橋臂和滯后橋臂的軟開(kāi)通有一定差別，具體說(shuō)來(lái)就是超前臂比較容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)通一些，所以在相同條件下它的軟開(kāi)通效果較為明顯。

5、結(jié)語(yǔ)

該電路設(shè)計(jì)方案是切實(shí)可行的，它結(jié)合了電流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器電路、最新驅(qū)動(dòng)芯片以及專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)器件的一些優(yōu)點(diǎn)：

(1). 從實(shí)驗(yàn)波形來(lái)看，變換器的超前與滯后橋臂開(kāi)關(guān)器件均能很好的實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)，并且零電壓軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件以及兩個(gè)橋臂軟開(kāi)關(guān)的差異也比基本型電路小。除此之外，采用倍流整流器電路后，變換器的設(shè)計(jì)也更加簡(jiǎn)單化：比如主變壓器的副邊只需要單一繞組，而不是像全波整流那樣需要引入中心抽頭；而且副邊電感量的大幅減小也使得電感的設(shè)計(jì)更加方便。

(2). 采用電流模式控制能帶來(lái)一系列的好處。比如在防止變壓器磁芯飽和方面、能夠很簡(jiǎn)單的提供逐脈沖限流控制以及保證倍流整流器副邊電感電流的平衡方面，它都有著電壓模式控制無(wú)法比擬的優(yōu)點(diǎn)。

(3). 高速大電流驅(qū)動(dòng)芯片使得驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)單可靠。