低壓輸入交錯并聯(lián)雙管正激變換器的研究

摘要：針對航空靜止變流器的直流環(huán)節(jié)，對交錯并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)行了研究。分析表明，雙管正激電路利用兩個續(xù)流二極管實現(xiàn)了變壓器鐵心的磁復(fù)位，簡單可靠，采用交錯并聯(lián)技術(shù)后，輸入輸出電流紋波大大減小，減小了輸入輸出濾波器的體積，同時變換器的熱分布更加均勻，提高了整機性能和可靠性。在完成航空DC27V低輸入電壓，DC190V輸出，1kW的樣機基礎(chǔ)上，對輸入為大電流的相關(guān)電路設(shè)計問題進(jìn)行了詳實的討論和小結(jié)。

關(guān)鍵詞：諧振；DC/DC變換器；雙管正激；交錯并聯(lián)；低壓/大電流

Analysis and Designof Low Input Voltage Two-module 

Interleaved Two-transistor Forward DC/DC Converter

QIN Hai-hong,WANG Hui-zhen,YIN Jian

Abstract:For the purpose of implementation of DC Link of Aeronautical Static Inverter(ASI), research on low input voltage two-module interleaved two-transistor forward DC/DC converter is detailed. In this topology, only two diodes is needed for the demagnetization of transformer core. With interleaving technique, input and output current ripple can be reduced dramatically, and lower size input and output filter can be used. Furthermore, hotspots in the circuit is almost eliminated, which improve circuit performance greatly and make it more reliable. Through a prototype of DC 27V/190V, 1kW DC/DC converter, some useful conclusion and design guideline of the low-voltage high-current input DC/DC converter is presented.

Keywords:DC/DC converter;Two-transistor forward;Interleaving;Low-voltage/high-current

1  引言

    航空靜止變流器(ASI?AeronauticalStatic Inverter)是應(yīng)用功率半導(dǎo)體器件，將飛機DC27V或270V電源電壓變換成AC115V/400Hz或AC36V/400Hz恒壓恒頻交流電的一種靜止變流裝置，作為飛機二次電源使用。現(xiàn)今小容量的靜止變流器一般采用如圖1所示的兩級結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)：直流環(huán)節(jié)(前級隔離式DC/DC部分)和高頻逆變環(huán)節(jié)(后級DC/AC部分)。選擇合理有效的方案來實現(xiàn)單級DC/DC和單極DC/AC將是滿足靜止變流器高指標(biāo)的可靠保證。

    在1kVA以下等級靜止變流器的直流環(huán)節(jié)中，正激式拓?fù)湟螂娐方Y(jié)構(gòu)簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出、適用于中小功率電源變換場合等特點，而得到了廣泛的采用。但正激變換器存在一個固有的缺陷：必須附加復(fù)位電路來實現(xiàn)功率開關(guān)截止期間變壓器鐵芯磁復(fù)位，以免變壓器飽和。近年來，關(guān)于正激變換器磁復(fù)位技術(shù)的研究很多。如：RCD箝位技術(shù)，LCD箝位技術(shù)以及有源箝位技術(shù)等。RCD箝位技術(shù)盡管電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低廉，但部分勵磁能量消耗在箝位網(wǎng)絡(luò)中，因此僅適用于效率要求不高，成本要求嚴(yán)格的小功率場合。LCD和有源箝位技術(shù)克服了RCD箝位技術(shù)的缺點，但電路結(jié)構(gòu)均較復(fù)雜。而雙管正激電路通過兩個二極管來提供勵磁電流回路，能量回饋電源，電路結(jié)構(gòu)簡潔，減小了損耗，功率管只承受電源電壓，電壓應(yīng)力小。因此經(jīng)折衷考慮，我們采用結(jié)構(gòu)較簡單且勵磁能量能不損耗在箝位網(wǎng)絡(luò)中的雙管正 激 電 路 來 作 為 靜 止 變 流 器 的 直 流 環(huán) 節(jié) 。

圖1  典型的ASI兩級結(jié)構(gòu)

    注意到交錯并聯(lián)技術(shù)的優(yōu)勢，我們在對雙管正激變換器的研究中結(jié)合了交錯并聯(lián)技術(shù)，詳細(xì)分析了雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理，完成了航空DC27V輸入，DC190V輸出，1kW的樣機制作。通過實驗制作和分析，對低壓輸入DC/DC變換器中與大電流輸入相關(guān)的具體電路設(shè)計問題進(jìn)行了小結(jié)。

2  工作原理

    如圖2所示，為雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器的主電路及其主要波形。Q1、Q2、D1、D2與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器，Q3、Q4、D3、D4與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路雙管正激變換器，D5、D6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管，D7為兩路共用的續(xù)流管。Lf、Cf為輸出濾波電感和濾波電容。Coss1～Coss4分別為Q1～Q4的漏源結(jié)電容，變壓器原副邊匝比為n=N1/N2。在一個開關(guān)周期Ts中，該變換器有6種開關(guān)狀態(tài)。在分析之前，作如下假設(shè)：

圖2  雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器的主電路及其主要波形

    ——所有開關(guān)管、二極管均視為理想器件；

    ——Lf足夠大，在一個開關(guān)周期中，其電流基本保持不變，這樣Lf和Cf以及負(fù)載電阻可以看成一個電流為Io的恒流源；

    ——Q1、Q2的漏源電容Coss1=Coss2，Q3、Q4的漏源電容Coss3=Coss4。

    圖3給出了該變換器在不同狀態(tài)下的等效電路，其工作原理描述如下。

(a)[t0～t1] (b)[t1～t2] (c)[t2～t3](d)[t3～t4] (e)[t4～t5] (f)[t5～t6]

圖3  各 種 開 關(guān) 狀 態(tài) 下 的 等 效 電 路

    1)開關(guān)模態(tài)1[t0～t1][參考圖3(a)]

    在t0時刻前，Q1、Q2、D1、D2上電壓均為Uin/2，Q3、Q4上電壓均為Uin。負(fù)載電流I0通過D7續(xù)流，D3、D4導(dǎo)通，磁化電流減小，T2鐵心磁復(fù)位。t0時刻，Q1、Q2開通，D1、D2、Q3、Q4仍截止，D3、D4仍導(dǎo)通，T2勵磁電流i2M繼續(xù)通過D3、D4續(xù)流，線性減小，回饋電源。D7關(guān)斷，D5導(dǎo)通，電源通過T1給副邊傳輸能量。T1磁化電流i1M從零線性上升，

i1M(t)=(Uin/L1M)(t－t0)    (1)

i2M(t)=I2M0－(Uin/L2M)(t－t0)    (2)

式中：L1M、L2M——對應(yīng)T1、T2原邊磁化電感；

           I2M0為Q1、Q2開通時刻（t0時刻）對應(yīng)另一路T2的勵磁電流值。其大小解釋如下：t1時刻，勵磁電流

i2M(t1)=0，t0-1=t1－t0=(2D－1/2)Ts

也即

I2M0=(Uin/L2M)(2D－1/2)Ts

    這一時段內(nèi)D1、D2、Q3、Q4上承受的電壓均為Uin。

    2)開關(guān)模態(tài)2[t1～t2][參考圖3(b)]

    t1時刻，勵磁電流i2M（t1）為零，D3、D4自然關(guān)斷，此時T2原邊磁化電感L2M、漏感L2S、Q3、Q4漏源結(jié)電容Coss3、Coss4開始諧振。i2M反向流動，給Q3、Q4漏源結(jié)電容放電，如果uds3(uds4)下降到零，因Q3、Q4體二極管導(dǎo)通，uds3(uds4)將被箝位為零。這一時段因為另一路中Q1、Q2導(dǎo)通，使得D7上的電壓被箝為Uin/n，而T2副邊電壓不會超過Uin/n，因而不會出現(xiàn)單路雙管正激副邊箝位為零的情況，所以在T2繞組上（同名端）出現(xiàn)正壓。對應(yīng)有

uds3(t)=uds4(t)=Uin·〔1＋cosωr(t－t1)〕/2   (3)

i1M(t)=(2D－1/2)Ts＋(t－t1)    (4)

i2M(t)=－(Uin/Zr)sinωr(t－t1)    (5) [!--empirenews.page--]

式中：ωr=1/；

      Zr=；

      L2=L2M＋L2S。

    這一時段D3、D4上的電壓uD3=uD4=Uin－uds3，uT2PR1M=Uin－2uds3，t2時刻

uds3(t2)=uds4(t2)=Uin·    (6)

i1M(t2)=I1M(＋)=(Uin/L1M)DTs    (7)

i1M(t2)=(Vin/Zr)sin(ωrt1-2)    (8)

式中：t1-2=t2－t1=(1/2－D)Ts。

    3)開關(guān)模態(tài)3[t2～t3][參考圖3(c)]

    t2時刻，Q1、Q2關(guān)斷，D1、D2開通續(xù)流，T1磁化電流從正向最大值I1M(＋)線性下降，

i1M(t)=I1M(＋ )－(Uin/LM)(t－t2)    (9)

i1M(t3)=(Uin/LM)(2D－1/2)Ts    (10)

      D5關(guān)斷，D7開通，負(fù)載電流Io經(jīng)D7續(xù)流。此時，T2原邊繼續(xù)諧振，因此時T2繞組（所標(biāo)同名端）電壓為正，使得D6、D7同時導(dǎo)通，把T2副邊箝位為零，從而諧振回路變?yōu)門2漏感L2S與Q3、Q4結(jié)電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，uds3、uds4迅速上升至Uin/2，之后保持在Uin/2，直到下一開關(guān)狀態(tài)。

    4）開關(guān)模態(tài)4[t3～t4][參考圖3(d)]

    5）開關(guān)模態(tài)5[t4～t5][參考圖3(e)]

    6）開關(guān)模態(tài)6[t5～t6][參考圖3(f)]

    t3時刻，對應(yīng)下半周期開始，兩路雙管正激電路互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作情況，對應(yīng)的相關(guān)公式互換一致，這里不再贅述。t6時刻，Q1、Q2再次開通，開始下一個周期。

3  電路特點分析

    從以上開關(guān)模態(tài)分析可知，雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實現(xiàn)鐵心磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用低壓高速、導(dǎo)通電阻小的功率管，從而減小功率管導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。

    而且，因兩路交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的使用，電路具有以下優(yōu)點：

    ——在同樣開關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積；同時輸入電流脈動頻率提高一倍，亦減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機的體積。

    ——由于兩路交錯并聯(lián)，使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來兩個好處：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側(cè)輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路的響應(yīng)，并有利于驅(qū)動電路的設(shè)計；二是在同樣輸出電壓的情況下，整流側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時間減小，有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。

    ——并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個并聯(lián)支路流過更小的功率，消除變換器的“熱點”，使熱分布均勻，提高可靠性。

    在原理分析和樣機制作中，我們也注意到寄生參數(shù)的諧振會使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數(shù)均較小，因此，對變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取在0.5左右。

4  實驗結(jié)果及討論

    在對雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器工作原理分析基礎(chǔ)之上，完成了一臺DC 27V/DC 190V，1kW的樣機研制，樣機的主要實驗數(shù)據(jù)為：

    ——輸入直流電壓：20～30V；

    ——輸出直流電壓：190V；

    ——電感：R2KBDEE40鐵心；

    ——變壓器：R2KBDEE42B鐵心；

    ——變壓器原副邊匝比：1/10；

    ——MOSFET：IRF3205；

    ——開關(guān)頻率：fs=120kHz；

    ——磁復(fù)位二極管：IN5822；

    ——輸出整流管：MUR8100；

    ——輸出續(xù)流管：MUR8100。

    圖4給出了滿載時開關(guān)管MOSFET柵源電壓ugs和漏源電壓uds的波形圖，與理論分析基本相同。圖5給出副邊整流二極管D5和續(xù)流二極管D7的電壓波形，可以看出續(xù)流管關(guān)斷時由于其反向恢復(fù)造成了電壓振蕩。圖6給出了額定輸入電壓DC 27V時，變換器的效率與輸出電流的關(guān)系。

    圖7所示為副邊整流電路，交錯并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)使副邊輸出電壓UA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續(xù)流管D7的開關(guān)頻率加倍，處于更高頻率的開關(guān)過程。由于D7存在反向恢復(fù)，這樣會在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環(huán)流，造成更大的損耗，如果在t1～t2段di/dt過高（如圖8所示），不僅會引起振鈴現(xiàn)象而產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，而且還可能會因為瞬態(tài)尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導(dǎo)體器件，因此D7宜采用t0～t1恢復(fù)時間短而t1～t2時間長即柔度系數(shù)大的快恢復(fù)二極管。

    同時應(yīng)當(dāng)盡量減小變壓器副邊漏感，并使D5、D7、T1副邊繞組(D6、D7、T2副邊繞組)所圍面積最小以減小線路寄生雜感。

圖4  Ch2—ugsCh1—uds  [!--empirenews.page--]

圖5  Ch1— uD7 Ch2— uD5

圖6   額定輸入電壓下效率隨負(fù)載變化

圖7  副邊電路

圖8   二極管反向恢復(fù)

5    低壓/大電流輸入電路設(shè)計小結(jié)

      本篇針對航空靜止變流器的直流環(huán)節(jié)，對低壓輸入的雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)行了研究，因輸入電流較大，帶來了較多的相關(guān)設(shè)計問題，必須在設(shè)計制作中引起足夠的重視。本文結(jié)合樣機研制，給出低壓/大電流輸入變換器具體電路設(shè)計的幾點建議。

      1)這類變換器原邊電流較大，即使很小的電阻也會引起可觀的損耗，因此應(yīng)盡量緊湊地布局如圖9所示的主電路的元器件，同時盡可能減小變壓器的繞組電阻?？刹捎幂斎氪竺娣e鋪地以減小輸入導(dǎo)線的電阻，選用高Bs、低Br的低損耗磁芯材料。

    2)因原邊電流較大，為減小功率器件的通態(tài)損耗，功率管宜采用導(dǎo)通電阻較低的功率MOSFET器件，或采用多個MOSFET并聯(lián)使用，但同時，必須注意到工作于硬開關(guān)狀態(tài)下的功率器件，高頻工作時其開關(guān)損耗比較高，因此在選擇器件時，必須折衷考慮MOS器件的導(dǎo)通損耗和容性相關(guān)損耗(開關(guān)損耗、驅(qū)動損耗)。需要的話，可以考慮采用軟開關(guān)技術(shù)。

    3)主功率MOSFET工作在硬關(guān)斷狀態(tài)，關(guān)斷時的di/dt很大，由于線路中不可避免地存在寄生雜感，因而在MOSFEF漏源極間會激起較大的電壓尖峰，引起電路振蕩，甚至損壞元器件。為減小尖峰，除了盡量采用1)中的方法外，還必須注意以下幾點：

    ——如圖9所示，在緊靠功率器件管腳處的a、b點并聯(lián)高頻性能好的電容來消除部分寄生參數(shù)的影響；

圖9  電路原邊主電路圖

    ——變壓器采用原副邊交錯繞制的工藝，盡量減小漏感；

    ——適當(dāng)減緩功率管關(guān)斷速度，但這同時會增大功率管關(guān)斷損耗，在實際應(yīng)用中應(yīng)折衷考慮；

    ——選用開通速度較快的快恢復(fù)二極管作為原邊勵磁電流的續(xù)流二極管。

    低壓/大電流輸入DC/DC變換器對主電路設(shè)計要求很高，設(shè)計的好壞直接影響到功率管所承受的尖峰的高低、電路損耗、發(fā)熱情況等，從而影響整機的可靠性、效率、體積和成本，在實際電路制作中必須充分合理考慮。

6  結(jié)語

    針對航空靜止變流器的直流環(huán)節(jié)，對低壓輸入的雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)行了研究，給出了DC27V低壓輸入、DC190V輸出，1kWDC/DC變換器樣機的實驗結(jié)果，并結(jié)合該低壓輸入變換器的研究，給出了低壓/大電流輸入DC/DC變換器的幾點設(shè)計小結(jié)，對工程實踐有一定的指導(dǎo)作用。