高頻鏈逆變電源的設計

摘要：首先簡要地介紹了逆變電源采用高頻鏈逆變技術的優(yōu)勢，然后具體針對1000VA高頻鏈逆變電源進行了主電路和控制方案的設計，并對設計中可能出現(xiàn)的問題進行了考慮，最后給出了相應的仿真波形和實驗波形，證明了該逆變電源具有良好的性能。

關鍵詞：高頻鏈；周波變換器；逆變器；移相控制

 Design of High Frequency Link Inverter Power Supply

Duan Jun, Duan Cheng-gang, Su Yan-min, Zhang Jian-rong, Bai Xiao-qing

Abstract:Firstly, the advantage of the high frequency link (HFL) technology is briefly introduced. Secondly, main circuit and control scheme of the 1 000 VA HFL inverter power supply is designed. Consequently, the problem in the design is considered. Finally, the waveform of the simulation and experiments are given to prove the inverter power supply has good performance. 

Keywords:High frequency link; Cycloconverter; Inverter; Phase-shifted control 

中圖分類號：TN86    文獻標識碼：A    文章編號：0219－2713(2002)04－0164－04

1  引言

    在傳統(tǒng)的逆變電源中，由于大部分采用的都是逆變器—工頻變壓器—濾波器的結構，使得整個逆變電源又大又笨重，難以滿足人們對現(xiàn)代電源高功率密度、高效率、高可靠性、小型輕量化的要求，而且由于制造工頻變壓器需消耗大量的鐵和銅，所以使整個逆變電源的造價很高。為了克服傳統(tǒng)逆變器的缺點，Mr.ESPELAGE于1977年提出了高頻鏈技術的概念，并由于高頻鏈技術能夠大大減小逆變電源的重量和體積，所以成為國內(nèi)外爭相研究的熱點。

    高頻鏈技術是指利用高頻開關技術使隔離耦合變壓器實現(xiàn)高頻化、小型化、無噪聲化的技術。由于

        U=4.44fNBS

式中：U為正弦電壓有效值（V）；

     f為正弦電壓頻率（Hz）；

     N為繞組匝數(shù)（匝）；

     B為鐵心磁通密度（T）；

    S為鐵心的橫截面積（m²）。

所以，當電壓和鐵心材料選定時，f與N_S成反比，即f越大，N_S越小，這樣就可以達到減小變壓器的體積和重量的目的。

    本文針對電氣化鐵路中廣泛應用的25Hz逆變電源進行了高頻鏈設計。

2  主電路的設計

    隨著高頻鏈技術的不斷成熟，現(xiàn)在從結構上主要分為二類，即高頻鏈DC/DC變換型和高頻鏈周波變換型。

    高頻鏈DC/DC變換型就是在傳統(tǒng)逆變電源的直流側和逆變器之間加入一級DC/DC變換器，由于DC/DC變換器采用的是高頻變換，所以電路中使用的是高頻變壓器，這樣就可以省掉體積龐大的工頻變壓器，其電路結構如圖1（a）所示。雖然DC/DC變換型實現(xiàn)起來比較容易，但是存在功率只能單向流動，負載不能向電源回饋能量；三級功率變換，既使得系統(tǒng) 效 率 低 ， 又 使 得 系 統(tǒng) 復 雜 ， 從 而 降 低 了 系 統(tǒng) 的 可 靠 性 等 缺 點 。

    高 頻 鏈 周 波 變 換 型 主 要 由 高 頻 電 壓 源 逆 變 器 、 高 頻 變 壓 器 和 周 波 變 換 器 組 成 ， 其 電 路 結 構 如 圖1(b)所 示 。 與 高 頻 鏈 DC/DC型 相 比 ， 該 逆 變 器 實 現(xiàn) 逆 變 只 經(jīng) 過 兩 級 功 率 變 換 ， 降 低 了 變 換 器 的 通 態(tài) 損 耗 和 系 統(tǒng) 的 復 雜 性 ， 提 高 了 系 統(tǒng) 的 效 率 和 可 靠 性 ， 而 且 功 率 可 以 實 現(xiàn) 雙 向 流 動 。 本 文 介 紹 高 頻 鏈 周 波 變 換 型 的 主 電 路 設 計 。

(a)  高 頻 鏈DC/DC變 換 型

(b)  高 頻 鏈 周 波 變 換 型

圖1  兩 種 高 頻 鏈 逆 變 電 路

    具體實現(xiàn)時，高頻逆變器可以采用推挽式、半橋式和全橋式，周波變換器可以采用全波式、全橋式?？紤]到輸出電壓和功率的設計要求，最終確定的電路結構如圖2所示。圖中，U_i為輸入直流電壓，S₁、S₂、S₃、S₄組成全橋逆變器，T為高頻變壓器，K₁、K₂、K₃、K₄是由2個反向串聯(lián)的MOSFET組成的雙向開關，共同組成全橋式周波變化器，L、C組成LC濾波器。

圖2  主 電 路 的 電 路 結 構

3  控制方法及其實現(xiàn)

    本文的高頻鏈周波變換型采用移相控制方案，移相控制是近年來在全橋變換電路拓撲中廣泛應用的一種控制方式。移相控制的基本工作原理為，全橋變換電路每一個橋臂的兩個開關管互補導通，兩個橋臂的開關管導通之間相差一個相位，即所謂的移相角。通過調(diào)節(jié)此移相角的大小，來調(diào)節(jié)輸出電壓脈沖寬度，達到調(diào)節(jié)相應的輸出電壓的目的。

    系統(tǒng)工作原理如圖3所示，輸入的220V/50Hz交流市電經(jīng)過整流濾波后變成300V左右的直流，然后經(jīng)過全橋逆變器的高頻逆變，輸出25kHz相鄰脈沖互為反極性的SPWPM（正弦脈寬脈位調(diào)制）波，該波形含有SPWM波的全部信息，但不含25Hz調(diào)制波的頻率成分，適合于高頻變壓器傳輸。SPWPM波通過高頻變壓器隔離后，用周波變換器同步整流，把25Hz正半周時間內(nèi)的負脈沖翻轉(zhuǎn)成正脈沖，把25Hz負半周時間內(nèi)的正脈沖翻轉(zhuǎn)成負脈沖之后，將得到25Hz的單極性SPWM波（如圖3中u_A′B′所示波形）。SPWM波通過LC濾波，則輸出光滑的220V/25Hz的正弦交流電壓。

圖3  主 電 路 的 開 關 時 序  [!--empirenews.page--]

    為了實現(xiàn)上述的移相控制策略，本文采用了用模擬電路實現(xiàn)PID調(diào)節(jié)，用數(shù)字電路CPLD（復雜可編程邏輯器件）來實現(xiàn)驅(qū)動信號的時序和邏輯控制的設計方法。這種方法使得整個控制器的集成度提高，可靠性增強，而且為控制電路的設計提供了一定的靈活性。整個控制環(huán)節(jié)分為內(nèi)環(huán)和外環(huán)兩條控制電路，內(nèi)環(huán)為電壓瞬時值比例（P）調(diào)節(jié)，外環(huán)為電壓平均值的比例積分（PI）調(diào)節(jié)。由于內(nèi)環(huán)響應速度快，可以改善電壓的瞬時波動造成的波形畸變，外環(huán)可以使整體的穩(wěn)壓的特性變硬，從而達到良好的穩(wěn)壓效果。

    具體實現(xiàn)上如圖4所示，輸出電壓U_o經(jīng)過反饋變壓器變換得到反饋電壓，再經(jīng)過精密整流電路后，與5V的參考電壓相減，得到的偏差進行PI調(diào)節(jié)，然后與基準正弦半波相乘得到內(nèi)環(huán)瞬時電壓偏差的正弦參考電壓；內(nèi)環(huán)的瞬時電壓反饋信號經(jīng)過比例環(huán)節(jié)后，與參考電壓相減，得到誤差信號，誤差信號再經(jīng)過P調(diào)節(jié)就直接與三角波比較，產(chǎn)正SPWM波，然后輸入CPLD中，經(jīng)過CPLD產(chǎn)生MOSFET的驅(qū)動信號，其中采用VHDL（硬件描述語言）編程來實現(xiàn)圖4中虛框所示的功能——分頻器、地址產(chǎn)生器、比較器和時序邏輯發(fā)生器。

圖4  控 制 電 路 圖

    如圖3所示本文采用的是用等腰三角波來實現(xiàn)雙邊調(diào)制。國外許多高頻鏈設計中通常采用的是鋸齒波實現(xiàn)單邊調(diào)制，其直邊用于同步開關時序，斜邊用于脈寬調(diào)制，而在實際應用中，這種方法存在鋸齒波的直邊不能完全垂直而帶來的開關時序同步問題。本文所采用CPLD進行時序設計的方法，從根本上解決了開關時序同步的問題。

4  設計中應該注意的幾個問題

4.1  變壓器的設計

    變壓器設計是整機設計中重要的一環(huán)，設計的好壞對整機的性能有很大的影響。由于所設計的變壓器是高頻變壓器，因此，磁芯材料選用鐵氧體。通過計算AP值的方法來計算變壓器磁芯規(guī)格和原副邊匝數(shù)后，還應注意以下幾點：

    1）通過實驗反復修正確定最佳的參數(shù)；

    2）盡量選用多股線，減少趨膚效應；

    3）盡量將副邊繞制在內(nèi)層，原副邊緊密繞制，以減小副邊的漏感。

4.2  抗偏磁飽和

    為了防止變壓器的偏磁飽和，一方面，調(diào)整驅(qū)動脈沖死區(qū)，選擇開關特性一致的功率開關管；另一方面，在變壓器的原邊串聯(lián)隔直電容。有關幾個參數(shù)的計算公式如下：

    輸出電感L為

       L===0.53mH

     諧振頻率f_R為

       f_R=0.25×f_s=0.25×25×10³=6250Hz

    反射濾波電感L_R為

       L_R=×L=×0.53mH=0.27mH

    隔直電容C為

      C==2.4μF

4.3  吸收電路的設計

    由于電壓源高頻鏈逆變技術存在固有的電壓過沖問題，因此如何設計吸收電路，對保護功率開關管尤為重要。這里給出簡便的設計方法。

    吸收電容C_s為

     C_s=2C_oss=2×500×10^－12=1000pF

式中：C_oss為MOSFET輸出電容。

    吸收電阻R_s為

      R_s==67Ω

    消耗功率P_diss為

      P_diss≈C_sU_o²f_s=1000×10^－12×300²×25×10³=2.25W

4.4  死區(qū)時間和共態(tài)導通時間

    為了防止全橋逆變電路一個橋臂中的上下開關管同時導通而出現(xiàn)直通的情況，需要在全橋逆變電路的驅(qū)動中加入死區(qū)時間。同時，為了保證當開關管換流時，濾波電感中的電流有續(xù)流通路，要在周波變換器的驅(qū)動中加入共態(tài)導通時間。但是由于共態(tài)導通時間也造成了變壓器副邊瞬間短路，將產(chǎn)生一個很高的電流尖峰，所以共態(tài)導通時間不宜設置過長，為此，在變壓器副邊串入小電感來抑制電流尖峰。 [!--empirenews.page--]

5  仿真及其實驗波形

    本文利用MATLAB6.1提供的SIMULINK工具包對整個系統(tǒng)建立了仿真模型進行仿真。仿真模型參數(shù)：輸入直流電壓300V，輸出交流電壓220V，25Hz，額定容量1000VA，開關頻率25kHz，變壓器變比1/1.4， 輸 出 濾 波 電 感L=0.5 mH， 輸 出 濾 波 電 容C=20μ F， 額 定 負 載R=45Ω。 仿 真 波 形 如 圖5所 示 。

(a)變 壓 器 原 邊 電 壓 波 形

(b)變 壓 器 副 邊 電 壓 波 形

(c)空 載 輸 出 電 壓 波 形

(d)帶 載 輸 出 電 壓 波 形

圖5仿 真 波 形

    原理樣機的實驗波形如圖6所示。

(a)變 壓 器 原 邊 電 壓 波 形100V/Div 20μ s/Div

(b)變 壓 器 副 邊 電 壓 波 形125V/Div 20μ s/Div

（c） 空 載 電 壓 波 形100V/Div 10ms/Div

(d)滿 載 電 壓 波 形100V/Div 10ms/Div

圖6實 驗 波 形

6  結語

    采用周波變換器高頻鏈技術實現(xiàn)的逆變電源電壓輸出特性良好，相對于傳統(tǒng)的逆變電源具有重量輕、體積小、低噪音、成本低的諸多優(yōu)點，具有較高的實用價值。