基于DSP控制的數(shù)字式雙向DC/DC變換器的實現(xiàn)

摘要：總結(jié)了電力電子領(lǐng)域數(shù)字控制的發(fā)展歷程，并對其現(xiàn)狀和前景作了分析。基于對全橋隔離型的雙向DC/DC變換器工作原理的分析，從簡化硬件電路的角度出發(fā)，設(shè)計了數(shù)字控制的雙向DC/DC變換器。試驗控制功能全部由軟件實現(xiàn)，電壓可調(diào)性和穩(wěn)壓輸出都得到滿足。同時也由軟件實現(xiàn)電路的雙向運行，對蓄電池可以進行恒流充電。

關(guān)鍵詞：雙向DC/DC變換器；數(shù)字信號處理器；數(shù)字脈寬調(diào)制（DPWM）

0    引言

    數(shù)字化技術(shù)隨著信息技術(shù)的發(fā)展而飛速發(fā)展，同時，也對電力電子技術(shù)的發(fā)展起到了巨大的推動作用。隨著電力電子技術(shù)和數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展，越來越多的數(shù)字控制開關(guān)變換器投入使用。但是，在高頻PWM變換器中還存在一些需要解決的問題。

    隨著數(shù)字信號處理技術(shù)的日益完善和成熟，它顯示出了越來越多的優(yōu)點，諸如便于計算機的處理和控制；避免模擬信號的傳遞畸變和失真；減少雜散信號的干擾；便于自診斷，容錯等技術(shù)的植入等。在計算機進入電力電子技術(shù)領(lǐng)域的初期，只是完成諸如監(jiān)控、顯示等輔助功能，實現(xiàn)系統(tǒng)級的控制。但是，隨著數(shù)字化技術(shù)的發(fā)展，計算機已經(jīng)被應(yīng)用于控制電路。專用于PWM變換器的數(shù)字控制器由于其功耗低，對模擬電路部分參數(shù)變化不敏感，可以方便地和數(shù)字系統(tǒng)相連接，并且可以方便地實現(xiàn)完善成熟的控制方案，而越來越受歡迎。此方面的應(yīng)用包括電壓調(diào)節(jié)模塊（VRM）的微處理器，音頻放大器，便攜式電子裝備等等。

    數(shù)字控制的電力電子裝置以數(shù)字控制器代替模擬硬件電路進行PWM控制，通過開關(guān)的快速切換實現(xiàn)電量的變換。以占空比量化為基礎(chǔ)的數(shù)字功率變換器的數(shù)字控制，相對于傳統(tǒng)的模擬控制有很多優(yōu)點。數(shù)字濾波器是用來進行動態(tài)調(diào)節(jié)的，若設(shè)定其采樣頻率等于功率變換器的采樣頻率，量化占空比數(shù)字控制器可以工作在任何開關(guān)頻率，而不須再補償。通過對權(quán)系數(shù)的修改，可以方便地改變動態(tài)調(diào)節(jié)特性。同時，基本的數(shù)字控制器可以很容易地實現(xiàn)諸如輸出電流限幅和軟啟動等特殊功能。

    本文基于對數(shù)字控制發(fā)展歷程的總結(jié)，歸納了數(shù)字控制的優(yōu)點。通過對全橋隔離型的雙向DC/DC變換器工作原理的分析，從簡化硬件電路的角度出發(fā)，將控制功能全部集中起來由軟件實現(xiàn)，試驗中電壓可調(diào)性和穩(wěn)壓輸出都得到滿足。同時，也由軟件實現(xiàn)電路的雙向運行，對蓄電池可以進行恒流充電。試驗所采用的數(shù)字控制器是TMS320LF2407，整個控制系統(tǒng)為所開發(fā)的通用電力電子裝置的數(shù)字控制平臺。

1    數(shù)字控制雙向DC/DC變換器基本結(jié)構(gòu)及其工作原理

    隨著科技和生產(chǎn)的發(fā)展，對雙向DC/DC變換器的需求逐漸增多，主要包括直流不間斷電源系統(tǒng)、航天電源系統(tǒng)、電動汽車、直流功率放大器及蓄電池儲能等應(yīng)用場合。

    數(shù)字脈寬調(diào)制（DPWM）雙向DC/DC變換器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。本文采用全橋隔離型雙向DC/DC變換器作為實驗裝置的主電路結(jié)構(gòu)。

圖1    DPWM雙向DC/DC變換器方框圖

    控制器由模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），DPWM控制模塊和離散調(diào)節(jié)控制模塊組成。其中ADC模塊把可調(diào)量（典型的是采樣輸出電壓V_out）離散量化，DPWM把控制信息轉(zhuǎn)化為PWM脈寬信號，離散控制中心執(zhí)行對反饋量的計算調(diào)制。

    下面對雙向DC/DC主電路的工作原理進行簡單分析，其主電路如圖2所示。

圖2    全橋隔離型雙向DC/DC主電路圖

1.1    原邊對副邊放電

    滿調(diào)制時S₁～S₄驅(qū)動波形如圖3所示，圖中的波形沒有考慮死區(qū)，即認為開關(guān)管為理想器件。圖3（a）中PWM₁和PWM₄同相，沒有移相，此時副邊輸出電壓最高，如果不計損耗，那么副邊的輸出電壓為nV_in，這是滿調(diào)制時的輸出，此時副邊通過主開關(guān)反并二極管來整流，即為不控整流。原邊的開關(guān)作用相當于把輸入信號調(diào)制為交流的方波信號，副邊二極管則把該信號解調(diào)為直流電壓輸出，此時不存在脈寬的空缺，同時封鎖副邊脈沖。變壓器原邊輸入信號v_ab如圖3（b）所示，由于S₁及S₄和S₂及S₃的脈寬均為T/2(T為開關(guān)周期)，v_ab正半波和負半波經(jīng)歷時間均為T/2(即π），v_ab經(jīng)過副邊整流之后可得到最大的輸出電壓。

（a）原邊門極控制脈沖波形

（b）v_ab波形

（c）移相控制門極脈沖波形 [!--empirenews.page--]

（d）v_ab波形

圖3    原邊對副邊放電S₁～S₄驅(qū)動信號與v_ab

    移相控制時門極脈沖如圖3(c)所示，S₄門極脈沖比S₁門極脈沖滯后一個角度θ，v_ab如圖3（d）所示。因此，可以通過控制滯后角度θ的大小來控制輸出電壓。在數(shù)字控制器中可以用軟件設(shè)定滯后角度θ來控制輸出電壓，即可以通過移相控制使輸出電壓可調(diào)。

1.2    副邊對原邊充電

    此時，如圖3所示，只要把S₅～S₈的驅(qū)動信號與S₁～S₄的驅(qū)動信號互換，v_ab則由v_cd替換即可，同樣存在滿調(diào)制和移相控制兩種情況。但是，通常情況下充電要求恒流充電，因此，也可以通過移相控制來滿足此要求。原副邊的工作過程剛好與放電時相反。此處不再贅述。

2    雙向DC/DC數(shù)字化控制的軟件實現(xiàn)

    雙向DC/DC變換器，可以實現(xiàn)能量的雙向傳輸。通常正向放電要求輸出電壓可調(diào)，而反向充電過程通常要求充電電流恒定不變。通過對S3和S2的移相控制可以實現(xiàn)副邊輸出電壓的可調(diào)要求，同樣，副邊對原邊進行充電時，可以通過移相控制使得充電電流恒定。

    主程序流程圖和ADC的中斷服務(wù)程序流程圖分別如圖4和圖5所示，在軟件進行移相控制實現(xiàn)輸出電壓可調(diào)的同時，軟件實現(xiàn)電壓環(huán)的調(diào)節(jié)，使輸出穩(wěn)壓。由于TMS320LF2407內(nèi)部帶有ADC模塊，因此，輸出電壓值通過電壓LEM采樣反饋給DSP的ADC模塊，在AD中斷程序里讀取采樣值，然后進行數(shù)字濾波和數(shù)字PI調(diào)節(jié)，使輸出穩(wěn)壓。

圖4    主程序流程圖

圖5    ADC中斷服務(wù)程序流程圖

    一般充電要求是恒流充電，所以，充電時反饋用電流環(huán),對原邊的充電電流進行PI調(diào)節(jié)，實現(xiàn)恒流充電。本實驗中原邊供電電源為蓄電池，由于其電壓為12V，真正要實現(xiàn)電流反向，使原邊的二極管導(dǎo)通，考慮到變壓器原副邊的變比為1：2，副邊電壓必須超過24V時才能實現(xiàn)電流反向，故必須得對副邊電壓采樣。對副邊電壓的采樣，不僅實現(xiàn)了PI調(diào)節(jié)，同時也用來控制雙向工作方式的切換。在雙向DC/DC的負載端電壓上升到一定程度時可以使能量倒流，對原邊進行充電，使副邊多余的能量能夠反饋給原邊。

    電壓采樣和電流采樣是實現(xiàn)輸出電壓可調(diào)及穩(wěn)壓和充電電流恒定的關(guān)鍵，在DSP的中斷服務(wù)程序中對采樣值進行數(shù)字濾波和PI調(diào)節(jié)。程序根據(jù)給定輸出電壓參考值和充電電流參考值進行PI調(diào)節(jié)，當原邊輸入電壓變動時，副邊輸出電壓穩(wěn)定在給定值；而當副邊負載電壓有波動時也可以根據(jù)給定電流參考來調(diào)節(jié)相移大小，控制原邊充電電流值。數(shù)字式PI調(diào)節(jié)采用的是增量式PI控制，其系統(tǒng)框圖如圖6所示。由于DSP具有強大的計算能力以及EV(Event Manager)模塊，則PWM信號可以方便地得到，因此，硬件部分可以大大簡化，控制電路部分可以全部省略而由軟件來代替，即軟件實現(xiàn)PI計算控制以及PWM信號的產(chǎn)生。但是，考慮到DSP的安全性問題，必須有光耦隔離。

圖6    增量式PI控制系統(tǒng)框圖

3    實驗結(jié)果

    根據(jù)上述主電路工作原理分析,為證實數(shù)字化控制方法的有效性，制作了一臺實驗樣機，開關(guān)頻率為50kHz。對于圖2所示的主電路結(jié)構(gòu)，所選用元器件參數(shù)如下：S₁～S₈選用IRF840，V_in為蓄電池（12V，4A·h/20h，充電使用）；C₁為100μF，C₂為100μF；IRF840前級用TLP250驅(qū)動，控制器用TMS320LF2407A，光耦采用6N137；電壓采樣LEM為電流型的LV25-P，原邊額定電流10mA，副邊對應(yīng)電流25mA，此輸入和輸出對應(yīng)精度為±0.9％；電流采樣LEM為HDC-040G系列霍爾電流傳感器，其輸出電壓2.5V±1V，精度為±1％。

    圖7（a）所示為副邊輸出10V時的實驗波形，當輸入電壓分別為10V，40V，50V時，S₂和S₄的驅(qū)動波形分別如圖7（b），（c）， (d)所示，可見當輸出電壓給定時，而輸入電壓可變，可以通過前文所提到的增量式數(shù)字PI控制實現(xiàn)移相控制，使輸出穩(wěn)壓得以實現(xiàn)。圖8為副邊輸出20V時的輸出電壓波形和各主開關(guān)的驅(qū)動波形。

(a)    10V輸出波形    (b)    10V輸入時的驅(qū)動波形 [!--empirenews.page--]

(c)    40V輸入時的驅(qū)動波形    (d)    50V輸入時的驅(qū)動波形

圖7    副邊10V輸出原邊驅(qū)動信號移相比較

(a)    20V輸出波形    (b)    15V輸入時的驅(qū)動波形

(c)    40V輸入時的驅(qū)動波形    (d)    50V輸入時的驅(qū)動波形

圖8    副邊20V輸出原邊驅(qū)動信號移相比較

    圖9所示為由原?對副邊進行放電到副邊對原邊進行充電工作模式切換的實驗波形。其中圖9（a）所示為原邊對副邊放電時的原邊電池輸出電流采樣電阻電壓值；圖9（b）所示為副邊對原邊進行充電時原邊輸入電流采樣電阻兩端的電壓值；

(a)    放電時原邊電流采樣    (b)    恒流充電時原邊電電阻電壓值流采樣電阻電壓值

(c)    負載38V時    (d)    負載60V時副邊驅(qū)動波形副邊驅(qū)動波形

圖9    放電和充電工作模式切換實驗波形

    圖9（c）及圖9（d）為副邊對原邊進行充電時負載側(cè)電壓可變時的副邊主開關(guān)的驅(qū)動信號。從實驗波形可以看出當負載側(cè)電壓可變時，由于原邊的輸入電流給定，為了維持該輸入電流不變，必須使副邊的控制信號移相，這樣才能滿足恒流充電的要求。采樣電阻阻值為10Ω，因此，蓄電池恒流輸入電流維持在0.2A。從實驗波形得到證實，該數(shù)字PI控制實現(xiàn)了上述電壓輸出穩(wěn)定及可調(diào)和恒流充電的要求，同時PI的參數(shù)可以在程序里面方便修改，因此，實驗調(diào)試比較方便。

4    結(jié)語

    通過對雙向DC/DC工作原理的分析，從數(shù)字控制的角度出發(fā)設(shè)計了DSP控制的雙向DC/DC變換器，并實驗驗證了文中所提到的控制方案的有效性和可行性。該方案簡化了硬件電路，試驗控制功能全部由軟件完成，實現(xiàn)了移相的功能，電壓可調(diào)性和穩(wěn)壓輸出都得到滿足。同時，也由軟件完成電路的雙向運行，對蓄電池可以進行恒流充電。